JP3142083B2 - 広帯域周波数シンセサイザ - Google Patents
広帯域周波数シンセサイザInfo
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、位相同期ループ周波数
シンセサイザに関するもので、特に広帯域の周波数領域
において出力位相雑音が良好な周波数シンセサイザに関
する。
シンセサイザに関するもので、特に広帯域の周波数領域
において出力位相雑音が良好な周波数シンセサイザに関
する。
【０００２】
【従来技術】図３は、従来の位相同期ループ周波数シン
セサイザの構成を示す図である。
セサイザの構成を示す図である。
【０００３】この従来例において、基準信号源１７から
の基準信号は、位相比較器１５の一方の入力端子に入力
され、位相比較器１５の出力信号はローパスフィルタ１
６を介して電圧制御発振器（以下、「ＶＣＯ」という）
１１の周波数制御端子に入力される。電圧制御発振器１
１の出力信号は、周波数シンセサイザの出力端子から取
り出されるとともに、可変分周器１４に印加され、周波
数分周される。この周波数分周された信号が位相比較器
１５の他方の入力端子に帰還接続され、位相同期ループ
が構成される。
の基準信号は、位相比較器１５の一方の入力端子に入力
され、位相比較器１５の出力信号はローパスフィルタ１
６を介して電圧制御発振器（以下、「ＶＣＯ」という）
１１の周波数制御端子に入力される。電圧制御発振器１
１の出力信号は、周波数シンセサイザの出力端子から取
り出されるとともに、可変分周器１４に印加され、周波
数分周される。この周波数分周された信号が位相比較器
１５の他方の入力端子に帰還接続され、位相同期ループ
が構成される。
【０００４】このように、ＶＣＯ１１の出力信号を分周
した後に基準信号と位相比較を行ない、その誤差に比例
した出力信号をローパスフィルタ１６を介してＶＣＯ１
１の制御入力に与えることによって、周波数シンセサイ
ザの出力端子には、基準信号に同期した高安定な出力信
号を取り出すことができる。
した後に基準信号と位相比較を行ない、その誤差に比例
した出力信号をローパスフィルタ１６を介してＶＣＯ１
１の制御入力に与えることによって、周波数シンセサイ
ザの出力端子には、基準信号に同期した高安定な出力信
号を取り出すことができる。
【０００５】ところで、このような周波数シンセサイザ
における位相雑音（周波数シンセサイザの出力周波数が
時間的に変動する現象）の量は、ＶＣＯ１１と可変分周
器１４と位相比較器１５とローパスフィルタ１６とで構
成されている位相同期ループ（以下、「ＰＬＬ」とい
う）の開ループ利得Ｇ（ｓ）によって定まり、開ループ
利得Ｇ（ｓ）は以下の（１）式で与えられる。 Ｇ（ｓ）＝｛Ｋｖ・Ｋｄ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ） ……（１） なお、ＫｖはＶＣＯ１１の変調感度、Ｋｄは位相比較器
１５の感度、Ｆ（ｓ）はローパスフィルタ１６の伝達関
数、Ｎは分周比、ｓはｊωである。
における位相雑音（周波数シンセサイザの出力周波数が
時間的に変動する現象）の量は、ＶＣＯ１１と可変分周
器１４と位相比較器１５とローパスフィルタ１６とで構
成されている位相同期ループ（以下、「ＰＬＬ」とい
う）の開ループ利得Ｇ（ｓ）によって定まり、開ループ
利得Ｇ（ｓ）は以下の（１）式で与えられる。 Ｇ（ｓ）＝｛Ｋｖ・Ｋｄ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ） ……（１） なお、ＫｖはＶＣＯ１１の変調感度、Ｋｄは位相比較器
１５の感度、Ｆ（ｓ）はローパスフィルタ１６の伝達関
数、Ｎは分周比、ｓはｊωである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の周波数
シンセサイザは、出力周波数によって開ループ利得Ｇ
（ｓ）が変化し、このために位相雑音の量が変動すると
いう問題がある。
シンセサイザは、出力周波数によって開ループ利得Ｇ
（ｓ）が変化し、このために位相雑音の量が変動すると
いう問題がある。
【０００７】この要因は、主に、ＶＣＯ１１の変調感度
が発振周波数によって変動するためである。ＶＣＯ１１
において、その周波数制御電圧に対する発振周波数の変
化例を図４に示してあり、ＶＣＯ１１の変調感度Ｋｖ
は、図４中、曲線の傾きである。図４に示す例では、Ｖ
ＣＯ１１の変調感度Ｋｖの最高値は、その最低値の２〜
３倍になる。このように、周波数制御電圧によって変調
感度Ｋｖが変動する原因は、ＶＣＯ１１中のバラクタの
ＣＶ曲線が直線ではないためであり、また、そのバラク
タの容量値と共振周波数との関係が直線ではないためで
ある。したがって、従来の周波数シンセサイザにおいて
は、位相雑音が低い状態で出力を取り出すことのできる
周波数範囲が限られ、位相雑音が低い状態で出力を取り
出すことのできる周波数範囲を広くすることができず、
つまり、位相雑音特性が広帯域にわたって良好な周波数
シンセサイザを得ることができない。
が発振周波数によって変動するためである。ＶＣＯ１１
において、その周波数制御電圧に対する発振周波数の変
化例を図４に示してあり、ＶＣＯ１１の変調感度Ｋｖ
は、図４中、曲線の傾きである。図４に示す例では、Ｖ
ＣＯ１１の変調感度Ｋｖの最高値は、その最低値の２〜
３倍になる。このように、周波数制御電圧によって変調
感度Ｋｖが変動する原因は、ＶＣＯ１１中のバラクタの
ＣＶ曲線が直線ではないためであり、また、そのバラク
タの容量値と共振周波数との関係が直線ではないためで
ある。したがって、従来の周波数シンセサイザにおいて
は、位相雑音が低い状態で出力を取り出すことのできる
周波数範囲が限られ、位相雑音が低い状態で出力を取り
出すことのできる周波数範囲を広くすることができず、
つまり、位相雑音特性が広帯域にわたって良好な周波数
シンセサイザを得ることができない。
【０００８】本発明は、位相雑音特性が広帯域にわたっ
て良好な周波数シンセサイザを提供することを目的とす
るものである。
て良好な周波数シンセサイザを提供することを目的とす
るものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、基準信号源と
第１のＰＬＬと第２のＰＬＬとミキサとを有し、第１の
ＰＬＬは、第１の可変分周器と、第１の可変分周器の出
力信号と基準信号との位相を比較する第１の位相比較器
と、第１のローパスフィルタと、第１のＶＣＯと、第１
のＶＣＯの出力信号と第２のＰＬＬ中の第２のＶＣＯの
出力信号とをミックスし、このミックスした信号を第１
の可変分周器に供給するミキサとで構成され、第２のＰ
ＬＬは、第２の可変分周器と、第２の可変分周器の出力
信号と基準信号との位相を比較する第２の位相比較器
と、第２のローパスフィルタと、第２のＶＣＯとで構成
され、第１の可変分周器の分周比と第２の可変分周器の
分周比との差の絶対値を所定の一定値に保ち、ミキサの
出力信号を周波数シンセサイザの出力信号として取り出
すものである。
第１のＰＬＬと第２のＰＬＬとミキサとを有し、第１の
ＰＬＬは、第１の可変分周器と、第１の可変分周器の出
力信号と基準信号との位相を比較する第１の位相比較器
と、第１のローパスフィルタと、第１のＶＣＯと、第１
のＶＣＯの出力信号と第２のＰＬＬ中の第２のＶＣＯの
出力信号とをミックスし、このミックスした信号を第１
の可変分周器に供給するミキサとで構成され、第２のＰ
ＬＬは、第２の可変分周器と、第２の可変分周器の出力
信号と基準信号との位相を比較する第２の位相比較器
と、第２のローパスフィルタと、第２のＶＣＯとで構成
され、第１の可変分周器の分周比と第２の可変分周器の
分周比との差の絶対値を所定の一定値に保ち、ミキサの
出力信号を周波数シンセサイザの出力信号として取り出
すものである。
【００１０】
【作用】本発明では、第１のＶＣＯの出力信号と第２の
ＶＣＯの出力信号とをミキサでミックスした信号を周波
数シンセサイザが出力するので、第１、第２のＶＣＯの
発振周波数を重ね合わせた周波数（和または差の周波
数）が周波数シンセサイザの出力周波数になり、ミキサ
を介して第２のＶＣＯの出力信号が第１の可変分周器に
供給されるので、第１のＰＬＬの帯域内では第２のＶＣ
Ｏの位相雑音が抑圧され、第１のＶＣＯの変調感度で位
相雑音の量が定まり、したがって、位相雑音特性は常に
一定であり、位相雑音特性が広帯域にわたって良好な周
波数シンセサイザを実現できる。
ＶＣＯの出力信号とをミキサでミックスした信号を周波
数シンセサイザが出力するので、第１、第２のＶＣＯの
発振周波数を重ね合わせた周波数（和または差の周波
数）が周波数シンセサイザの出力周波数になり、ミキサ
を介して第２のＶＣＯの出力信号が第１の可変分周器に
供給されるので、第１のＰＬＬの帯域内では第２のＶＣ
Ｏの位相雑音が抑圧され、第１のＶＣＯの変調感度で位
相雑音の量が定まり、したがって、位相雑音特性は常に
一定であり、位相雑音特性が広帯域にわたって良好な周
波数シンセサイザを実現できる。
【００１１】
【実施例】図１は、本発明の周波数シンセサイザの一実
施例を示すブロック図である。
施例を示すブロック図である。
【００１２】この実施例は、基準信号源１０と、第１の
ＰＬＬ（位相同期ループ）と、第２のＰＬＬ（位相同期
ループ）と、ミキサ３とを有している。
ＰＬＬ（位相同期ループ）と、第２のＰＬＬ（位相同期
ループ）と、ミキサ３とを有している。
【００１３】第１のＰＬＬは、分周比を可変される第１
の可変分周器４と、第１の可変分周器４の出力信号と基
準信号源１０からの基準信号との位相を比較する第１の
位相比較器５と、第１の位相比較器５の出力信号から高
域成分を除去する第１のローパスフィルタ６と、第１の
ローパスフィルタ６の出力電圧に応じて出力発振周波数
を制御する第１のＶＣＯ（電圧制御発振器）１と、第１
のＶＣＯ１の出力信号と上記第２のＰＬＬ中の第２のＶ
ＣＯ２の出力信号とをミックスし、このミックスした信
号を第１の可変分周器４に供給するミキサ３とで構成さ
れている。
の可変分周器４と、第１の可変分周器４の出力信号と基
準信号源１０からの基準信号との位相を比較する第１の
位相比較器５と、第１の位相比較器５の出力信号から高
域成分を除去する第１のローパスフィルタ６と、第１の
ローパスフィルタ６の出力電圧に応じて出力発振周波数
を制御する第１のＶＣＯ（電圧制御発振器）１と、第１
のＶＣＯ１の出力信号と上記第２のＰＬＬ中の第２のＶ
ＣＯ２の出力信号とをミックスし、このミックスした信
号を第１の可変分周器４に供給するミキサ３とで構成さ
れている。
【００１４】上記第２のＰＬＬは、分周比を可変される
第２の可変分周器７と、第２の可変分周器７の出力信号
と基準信号源１０からの基準信号との位相を比較する第
２の位相比較器８と、第２の位相比較器８の出力信号か
ら高域成分を除去する第２のローパスフィルタ９と、第
２のローパスフィルタ９の出力電圧に応じて出力発振周
波数を制御し、第２の可変分周器７に供給する第２のＶ
ＣＯ２とで構成されている。
第２の可変分周器７と、第２の可変分周器７の出力信号
と基準信号源１０からの基準信号との位相を比較する第
２の位相比較器８と、第２の位相比較器８の出力信号か
ら高域成分を除去する第２のローパスフィルタ９と、第
２のローパスフィルタ９の出力電圧に応じて出力発振周
波数を制御し、第２の可変分周器７に供給する第２のＶ
ＣＯ２とで構成されている。
【００１５】また、第１の可変分周器４の分周比Ｎと第
２の可変分周器７の分周比Ｍとの差の絶対値を所定の一
定値に保ち、ミキサ３の出力信号を周波数シンセサイザ
の出力信号として取り出すようにしている。
２の可変分周器７の分周比Ｍとの差の絶対値を所定の一
定値に保ち、ミキサ３の出力信号を周波数シンセサイザ
の出力信号として取り出すようにしている。
【００１６】次に、上記実施例の動作について説明す
る。
る。
【００１７】まず、ミキサ３の出力端子から得られる信
号（周波数シンセサイザの出力信号）の周波数をｆ
OUT 、第１のＶＣＯ１の発振周波数をｆVCO1、第２のＶ
ＣＯ２の発振周波数をｆVCO2、第１の可変分周器４の分
周比をＮ、第２の可変分周器７の分周比をＭ、基準信号
の周波数である基準周波数をｆREF とすると、 ｆOUT ＝ｆVCO2±ｆVCO1 …（２） ｆOUT ＝ｆREF ・Ｎ …（３） ｆVCO2＝ｆREF ・Ｍ …（４） である。なお、（２）式における複合±は、ミキサ３の
出力周波数が入力周波数が和であれば＋を使用し、差で
あれば−を使用しするが、上記実施例においてはそのど
ちらでも適用できる。
号（周波数シンセサイザの出力信号）の周波数をｆ
OUT 、第１のＶＣＯ１の発振周波数をｆVCO1、第２のＶ
ＣＯ２の発振周波数をｆVCO2、第１の可変分周器４の分
周比をＮ、第２の可変分周器７の分周比をＭ、基準信号
の周波数である基準周波数をｆREF とすると、 ｆOUT ＝ｆVCO2±ｆVCO1 …（２） ｆOUT ＝ｆREF ・Ｎ …（３） ｆVCO2＝ｆREF ・Ｍ …（４） である。なお、（２）式における複合±は、ミキサ３の
出力周波数が入力周波数が和であれば＋を使用し、差で
あれば−を使用しするが、上記実施例においてはそのど
ちらでも適用できる。
【００１８】ミキサ３の出力周波数が入力周波数の和で
あるときには、（２）〜（４）式から、 ｆVCO1＝ｆREF ・（Ｎ−Ｍ）であり、 ミキサ３の出力周波数が入力周波数の差であるときに
は、 ｆVCO1＝ｆREF ・（Ｍ−Ｎ） である。
あるときには、（２）〜（４）式から、 ｆVCO1＝ｆREF ・（Ｎ−Ｍ）であり、 ミキサ３の出力周波数が入力周波数の差であるときに
は、 ｆVCO1＝ｆREF ・（Ｍ−Ｎ） である。
【００１９】ところで、上記実施例では、分周比ＮとＭ
との差を一定値に保ちながら、分周比ＮとＭとを所定の
値に切り替えるようにするものである。ここで、分周比
ＮとＭとの差が一定値であるので、上記２つの式の右辺
は不変であり、第１のＶＣＯ１の発振周波数ｆVCO1が固
定になる。しかも、分周比ＮとＭとの差を一定値に保つ
という条件のもとで、分周比Ｎを任意に切り替えれば、
（３）式で示されているｆOUT ＝ｆREF ・Ｎに応じて、
周波数シンセサイザの出力周波数（ミキサ３の出力周波
数）を任意に切り替えることができる。
との差を一定値に保ちながら、分周比ＮとＭとを所定の
値に切り替えるようにするものである。ここで、分周比
ＮとＭとの差が一定値であるので、上記２つの式の右辺
は不変であり、第１のＶＣＯ１の発振周波数ｆVCO1が固
定になる。しかも、分周比ＮとＭとの差を一定値に保つ
という条件のもとで、分周比Ｎを任意に切り替えれば、
（３）式で示されているｆOUT ＝ｆREF ・Ｎに応じて、
周波数シンセサイザの出力周波数（ミキサ３の出力周波
数）を任意に切り替えることができる。
【００２０】このときの出力位相雑音φout,n は、ＰＬ
Ｌの雑音方程式［１］に基づいて解析すればよい。な
お、上記ＰＬＬの雑音方程式［１］の詳細は、「Ｖ．
Ｆ．Ｋｒｏｕｐａ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍ．，
ｖｏｌ．ＣＯＭ−３０，ｐｐ．２２４４−２２５３，Ｏ
ｃｔ．１９８２」に記載されている。
Ｌの雑音方程式［１］に基づいて解析すればよい。な
お、上記ＰＬＬの雑音方程式［１］の詳細は、「Ｖ．
Ｆ．Ｋｒｏｕｐａ，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍ．，
ｖｏｌ．ＣＯＭ−３０，ｐｐ．２２４４−２２５３，Ｏ
ｃｔ．１９８２」に記載されている。
【００２１】図２は、図１に示す実施例に、付加雑音源
を付したブロック図である。
を付したブロック図である。
【００２２】なお、添字のｎは雑音を表し、Ｋｖは第１
のＶＣＯ１の変調感度、Ｋｄは第１の位相比較器５の感
度、Ｆ（ｓ）は第１のローパスフィルタ６の伝達関数、
Ｎは分周比、ｓはｊωである。
のＶＣＯ１の変調感度、Ｋｄは第１の位相比較器５の感
度、Ｆ（ｓ）は第１のローパスフィルタ６の伝達関数、
Ｎは分周比、ｓはｊωである。
【００２３】ここで、ミキサ３の出力が和周波数である
ときに、第１のＰＬＬからミキサ３に入力される信号の
雑音φ01,nについて回路方程式を解くと、次の（６）式
を得る。
ときに、第１のＰＬＬからミキサ３に入力される信号の
雑音φ01,nについて回路方程式を解くと、次の（６）式
を得る。
【００２４】
【数１】 そして、ミキサ３の出力は和周波数であるので、 φout,n ＝φ01,n＋φ02,n …（７） であり、（６）、（７）式から、周波数シンセサイザの
出力信号の位相雑音φout,n は次の（８）式になる。
出力信号の位相雑音φout,n は次の（８）式になる。
【００２５】
【数２】 第１のＰＬＬの帯域内では、次の（９）式が成立する。
【００２６】
【数３】 つまり、第１のＰＬＬの帯域内では、第１のＶＣＯ１の
出力周波数がキャリアの近くであるので、ｓ（＝ｊω）
が小さく、第１のローパスフィルタ６の伝達関数Ｆ
（ｓ）が大きくなり、したがって、（９）式の左の式の
左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ）］が
１よりも遥かに大きくなり、（９）式の左の式の左辺が
１とほぼ同じになる。同様にして、（９）式の右の式の
左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ）］が
１よりも遥かに大きくなり、（９）式の右の式の左辺が
０とほぼ同じになる。
出力周波数がキャリアの近くであるので、ｓ（＝ｊω）
が小さく、第１のローパスフィルタ６の伝達関数Ｆ
（ｓ）が大きくなり、したがって、（９）式の左の式の
左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ）］が
１よりも遥かに大きくなり、（９）式の左の式の左辺が
１とほぼ同じになる。同様にして、（９）式の右の式の
左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ）］が
１よりも遥かに大きくなり、（９）式の右の式の左辺が
０とほぼ同じになる。
【００２７】第１のＰＬＬの帯域外では、次の（１０）
式が成立する。
式が成立する。
【００２８】
【数４】 つまり、第１のＰＬＬの帯域外では、第１のＶＣＯ１の
出力周波数がキャリアから遠くなるので、ｓ（＝ｊω）
が大きく、第１のローパスフィルタ６の伝達関数Ｆ
（ｓ）が小さくなり、したがって、（１０）式の左の式
の左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ）］
が１よりも遥かに小さくなり、（１０）式の左の式の左
辺が０とほぼ同じになる。同様にして、（１０）式の右
の式の左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・
ｓ）］が１よりも遥かに小さくなり、（１０）式の右の
式の左辺が１とほぼ同じになる。
出力周波数がキャリアから遠くなるので、ｓ（＝ｊω）
が大きく、第１のローパスフィルタ６の伝達関数Ｆ
（ｓ）が小さくなり、したがって、（１０）式の左の式
の左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・ｓ）］
が１よりも遥かに小さくなり、（１０）式の左の式の左
辺が０とほぼ同じになる。同様にして、（１０）式の右
の式の左辺中の［｛Ｋｄ・Ｋｖ・Ｆ（ｓ）｝／（Ｎ・
ｓ）］が１よりも遥かに小さくなり、（１０）式の右の
式の左辺が１とほぼ同じになる。
【００２９】したがって、（９）、（１０）式から、第
１のＰＬＬの帯域内では、位相雑音φout,n が次の（１
１）式で得られ、
１のＰＬＬの帯域内では、位相雑音φout,n が次の（１
１）式で得られ、
【００３０】
【数５】 第１のＰＬＬの帯域外では、位相雑音φout,n が次の
（１２）式で得られる。 φout,n ≒φ02,n＋φVCO1,n ……（１２） （１１）、（１２）式から、第１のＰＬＬの帯域内で
は、第２のＰＬＬの位相雑音φ02,nが、出力位相雑音と
しては現われず、第１のＰＬＬの帯域外にのみ位相雑音
φ02,nが現われることがわかる。このために、第２のＰ
ＬＬにおいては位相雑音φ02,nをループによって抑圧す
る必要が全くなく、第２のＶＣＯ２のフリーランの雑音
のままで良い。すなわち、ローパスフィルタ９のカット
オフ周波数は十分低くてよい。このときに、雑音φ02,n
は雑音φVCO2,nと同じであるので、（１２）式を次の
（１３）式に書き替えることができる。 φout,n ≒φVCO2,n＋φVCO1,n ……（１３） 以上から、周波数シンセサイザの出力信号の位相雑音
は、帯域内においては第１のＰＬＬの構成要素の雑音の
和であり、第１のＰＬＬの帯域外においては２つのＶＣ
Ｏ１、ＶＣＯ２のフリーランの雑音の和であり、第１の
ＰＬＬの開ループ利得によって帯域が決められることが
わかる。そして、第１のＶＣＯ１の発振周波数が固定さ
れる（位相同期した後の第１のＶＣＯ１の出力周波数は
一定に保たれる）ことから、この第１のＶＣＯ１の変調
感度は常に一定である。このために、周波数シンセサイ
ザの出力信号の周波数を切り替えても、第１のＰＬＬの
開ループ利得はほとんど変化せず、したがって、周波数
シンセサイザの位相雑音特性を、広帯域にわたって一定
に保つことができる。
（１２）式で得られる。 φout,n ≒φ02,n＋φVCO1,n ……（１２） （１１）、（１２）式から、第１のＰＬＬの帯域内で
は、第２のＰＬＬの位相雑音φ02,nが、出力位相雑音と
しては現われず、第１のＰＬＬの帯域外にのみ位相雑音
φ02,nが現われることがわかる。このために、第２のＰ
ＬＬにおいては位相雑音φ02,nをループによって抑圧す
る必要が全くなく、第２のＶＣＯ２のフリーランの雑音
のままで良い。すなわち、ローパスフィルタ９のカット
オフ周波数は十分低くてよい。このときに、雑音φ02,n
は雑音φVCO2,nと同じであるので、（１２）式を次の
（１３）式に書き替えることができる。 φout,n ≒φVCO2,n＋φVCO1,n ……（１３） 以上から、周波数シンセサイザの出力信号の位相雑音
は、帯域内においては第１のＰＬＬの構成要素の雑音の
和であり、第１のＰＬＬの帯域外においては２つのＶＣ
Ｏ１、ＶＣＯ２のフリーランの雑音の和であり、第１の
ＰＬＬの開ループ利得によって帯域が決められることが
わかる。そして、第１のＶＣＯ１の発振周波数が固定さ
れる（位相同期した後の第１のＶＣＯ１の出力周波数は
一定に保たれる）ことから、この第１のＶＣＯ１の変調
感度は常に一定である。このために、周波数シンセサイ
ザの出力信号の周波数を切り替えても、第１のＰＬＬの
開ループ利得はほとんど変化せず、したがって、周波数
シンセサイザの位相雑音特性を、広帯域にわたって一定
に保つことができる。
【００３１】また、ミキサ３の出力が差周波数であると
きに、上記と同様に雑音方程式を解くと、（６）式は、
次の（１４）式になる。
きに、上記と同様に雑音方程式を解くと、（６）式は、
次の（１４）式になる。
【００３２】
【数６】 また、ミキサ３の出力が差周波数であるので、 φout,n ＝φ02,n−φ01,n …（１５） であり、（１４）、（１５）式から、周波数シンセサイ
ザの出力信号の位相雑音φout,n は次の（１６）式で求
められる。
ザの出力信号の位相雑音φout,n は次の（１６）式で求
められる。
【００３３】
【数７】 第１のＰＬＬの帯域内では、次の（１７）式が成立し、
【００３４】
【数８】 第１のＰＬＬの帯域外では、次の（１８）式が成立す
る。
る。
【００３５】
【数９】 したがって、（１７）、（１８）式から、第１のＰＬＬ
の帯域内では、位相雑音φout,n は次の（１９）式で求
められ、
の帯域内では、位相雑音φout,n は次の（１９）式で求
められ、
【００３６】
【数１０】 第１のＰＬＬの帯域外では、位相雑音φout,n は次の
（２０）式で求められる。 φout,n ≒φ02,n＋φVCO1,n ……（２０） このように、ミキサ３の出力信号が和周波数であっても
差周波数であっても、同様に広帯域にわたって良好な位
相雑音特性を実現できる。
（２０）式で求められる。 φout,n ≒φ02,n＋φVCO1,n ……（２０） このように、ミキサ３の出力信号が和周波数であっても
差周波数であっても、同様に広帯域にわたって良好な位
相雑音特性を実現できる。
【００３７】図５は、スーパー・ヘテロダイン・ダウン
・コンバータを用いた従来の周波数シンセサイザを示す
図である。
・コンバータを用いた従来の周波数シンセサイザを示す
図である。
【００３８】図５に示す従来例は、ＰＬＬ中のＶＣＯ２
１の出力信号と局部発振器２２の出力信号とをミキサ２
３でミックスし、ミキサ２３の出力信号を可変分周器２
４で分周し、この分周された信号と基準信号源２７の基
準信号とを位相比較器２５で位相比較し、ローパスフィ
ルタ２６を介してＶＣＯ２１に帰還し、ＶＣＯ２１の出
力信号を周波数シンセサイザの出力信号として取り出す
ものである。
１の出力信号と局部発振器２２の出力信号とをミキサ２
３でミックスし、ミキサ２３の出力信号を可変分周器２
４で分周し、この分周された信号と基準信号源２７の基
準信号とを位相比較器２５で位相比較し、ローパスフィ
ルタ２６を介してＶＣＯ２１に帰還し、ＶＣＯ２１の出
力信号を周波数シンセサイザの出力信号として取り出す
ものである。
【００３９】したがって、図５に示す従来例は、一見、
上記実施例と似ているが、上記実施例とは全く異なるも
のである。まず、図５に示す従来例において、ミキサ２
３は可変分周器２４の入力周波数を下げる目的で用いら
れ、周波数シンセサイザの出力位相雑音は２つの発振器
２１、２２の位相雑音の和である。したがって、出力周
波数を広帯域で可変すると、位相雑音特性が変わるとい
う問題点は解決されない。
上記実施例と似ているが、上記実施例とは全く異なるも
のである。まず、図５に示す従来例において、ミキサ２
３は可変分周器２４の入力周波数を下げる目的で用いら
れ、周波数シンセサイザの出力位相雑音は２つの発振器
２１、２２の位相雑音の和である。したがって、出力周
波数を広帯域で可変すると、位相雑音特性が変わるとい
う問題点は解決されない。
【００４０】また、図５に示す従来例と上記実施例とで
は、その構成上、次の差異が存在する。まず、図５に示
す従来例では、周波数シンセサイザの出力信号をミキサ
２３の入力端子から取り出しているが、上記実施例で
は、ミキサ３の出力端子から取り出している。また、図
５に示す従来例では、ＶＣＯ２１の発振周波数を広帯域
で可変にしているが、上記実施例では、可変分周器４、
７の分周比の差を一定に保つことによって第１のＶＣＯ
の発振周波数は固定される。そして、上記実施例では、
周波数を可変する第２のＶＣＯ２の位相雑音を、帯域内
では出力しないようにしている。
は、その構成上、次の差異が存在する。まず、図５に示
す従来例では、周波数シンセサイザの出力信号をミキサ
２３の入力端子から取り出しているが、上記実施例で
は、ミキサ３の出力端子から取り出している。また、図
５に示す従来例では、ＶＣＯ２１の発振周波数を広帯域
で可変にしているが、上記実施例では、可変分周器４、
７の分周比の差を一定に保つことによって第１のＶＣＯ
の発振周波数は固定される。そして、上記実施例では、
周波数を可変する第２のＶＣＯ２の位相雑音を、帯域内
では出力しないようにしている。
【００４１】
【発明の効果】本発明によれば、周波数シンセサイザの
位相雑音特性が広帯域にわたって良好であるという効果
を奏する。
位相雑音特性が広帯域にわたって良好であるという効果
を奏する。
【図１】本発明周波数シンセサイザの一実施例を示すブ
ロック図である。
ロック図である。
【図２】上記実施例に、付加雑音源を付したブロック図
である。
である。
【図３】従来の位相同期ループ周波数シンセサイザの構
成を示す図である。
成を示す図である。
【図４】ＶＣＯにおいて、その周波数制御電圧に対する
発振周波数の変化例を示す図である。
発振周波数の変化例を示す図である。
【図５】スーパー・ヘテロダイン・ダウン・コンバータ
を用いた従来の周波数シンセサイザを示す図である。
を用いた従来の周波数シンセサイザを示す図である。
１…第１のＶＣＯ、 ２…第２のＶＣＯ、 ３…ミキサ、 ４…第１の可変分周器、 ５…第１の位相比較器、 ６…第１のローパスフィルタ、 ７…第２の可変分周器、 ８…第２の位相比較器、 ９…第２のローパスフィルタ、 １０…基準信号源。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平１−314427（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−148916（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−171822（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−270512（ＪＰ，Ａ) ＫＲＯＵＰＡ Ｖ Ｆ，”Ｎｏｉｓｅ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ｏｆ ＰＬＬ Ｓｙｓｔｅｍｓ”，ＩＥＥＥ Ｔｒａ ｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎ ｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．ＣＯＭ− 30，ｎｏ．10，ＯＣＴ，1982，ｐｐ. 2244−2252 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03L 7/16 - 7/22
Claims (1)
- 【請求項１】 基準信号源と、第１の位相同期ループ
と、第２の位相同期ループと、ミキサとを有し、 上記第１の位相同期ループは、分周比を可変される第１
の可変分周器と、この第１の可変分周器の出力信号と上
記基準信号源からの基準信号との位相を比較する第１の
位相比較器と、この第１の位相比較器の出力信号から高
域成分を除去する第１のローパスフィルタと、この第１
のローパスフィルタの出力電圧に応じて出力発振周波数
を制御する第１の電圧制御発振器と、この第１の電圧制
御発振器の出力信号と上記第２の位相同期ループ中の第
２の電圧制御発振器の出力信号とをミックスし、このミ
ックスした信号を上記第１の可変分周器に供給するミキ
サとで構成され、 上記第２の位相同期ループは、分周比を可変される第２
の可変分周器と、この第２の可変分周器の出力信号と上
記基準信号源からの基準信号との位相を比較する第２の
位相比較器と、この第２の位相比較器の出力信号から高
域成分を除去する第２のローパスフィルタと、この第２
のローパスフィルタの出力電圧に応じて出力発振周波数
を制御し、上記第２の可変分周器に供給する第２の電圧
制御発振器とで構成され、 上記第１の可変分周器の分周比と上記第２の可変分周器
の分周比との差の絶対値を所定の一定値に保ち、上記ミ
キサの出力信号を周波数シンセサイザの出力信号として
取り出すことを特徴とする広帯域周波数シンセサイザ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04139651A JP3142083B2 (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | 広帯域周波数シンセサイザ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04139651A JP3142083B2 (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | 広帯域周波数シンセサイザ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05315955A JPH05315955A (ja) | 1993-11-26 |
| JP3142083B2 true JP3142083B2 (ja) | 2001-03-07 |
Family
ID=15250239
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04139651A Expired - Fee Related JP3142083B2 (ja) | 1992-05-06 | 1992-05-06 | 広帯域周波数シンセサイザ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3142083B2 (ja) |
-
1992
- 1992-05-06 JP JP04139651A patent/JP3142083B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| ＫＲＯＵＰＡ Ｖ Ｆ，"Ｎｏｉｓｅ Ｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓ ｏｆ ＰＬＬ Ｓｙｓｔｅｍｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，ｖｏｌ．ＣＯＭ−３０，ｎｏ．１０，ＯＣＴ，１９８２，ｐｐ．２２４４−２２５２ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05315955A (ja) | 1993-11-26 |
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