JP3733115B2 - 電流検知ｉｃ - Google Patents

Description

【０００１】
本出願は、２０００年９月１８日に出願された米国特許仮出願第６０／２３３，４２４号および２００１年１月２９日に出願された米国特許仮出願第６０／２６４，２９２号の利益を請求する。
【０００２】
（発明の背景）
１．発明の分野：
本発明は、電流検知集積回路に関し、より詳細にはモータ電流測定からのリップル電流誤差を排除する電流検知集積回路に関する。
【０００３】
２．従来技術の説明：
ＩＲ２１７１などのリニア電流検知集積回路チップが、モータ電流測定に関して近年導入されている。ＩＲ２１７１電流検知ＩＣの回路は、米国特許第６，２１５，４３５号に開示されかつ請求されている。米国特許第６，２１５，４３５号に記載されるように、ＩＲ２１７１リニア電流検知ＩＣは、有利には、パワースイッチングノードとモータとの間の経路に配置された電流検知抵抗器間などの高電位の電流を測定し、それから信号をさらなる処理のためにより低い電位にレベルシフトし、出力は、最終的にモータを制御する電流フィードバックループを閉じるために使用される。‘４３５特許に記載されるように、高電位の電流検知信号は、電流検知信号を分離することを難しくする、大きなコモンモード電位と比較するには小さいことがある。
【０００４】
ＩＲ２１７１リニア電流検知ＩＣは、高電圧電流検知信号をＰＷＭ信号に変換し、それからＰＷＭ信号をレベルシフトする回路を提供することによって、この問題を対処する。電流検知信号が再生される低電位にレベルシフトする前に、電力消費を制限するために、高電位のＰＷＭ信号は電流パルス列に変換される。
【０００５】
ＩＲ２１７１ＩＣまたは何らかの他の装置が、モータパルス電流を測定するために使用されるかどうかに関わらず、それは、基本パルスまたはモータ電流のマイナスリップル電流よりも、所望のＰＷＭモータ位相電流の基本周波数成分である。リップル電流の振幅は、特に低インダクタンスモータタイプまたは低いＰＷＭ周波数で駆動されるモータに関して、基本モータ電流に比べて非常に大きいことがある。
【０００６】
ほとんどの場合、電流フィードバックループはソフトウエアで閉じられ、電流検知ＩＣに接続されたマイクロコントローラまたはデジタル信号プロセッサ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ＤＳＰ）は、周期的にモータ電流をサンプリングする。モータ電流が、ＰＷＭ周波数に関して高調波ではない周波数でサンプリングされると、それから、エイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）誤差が測定を誤らせる。エイリアシング誤差の振幅は、リップル電流の振幅に等しい。これらの誤差を低減するために、ソフトウエアは、通常、モータ電流のＰＷＭ周波数と同期して電流をサンプリングするように書かれる。
【０００７】
しかしながら、サンプリングコマンドが、ＰＷＭ信号に完全にタイミングがあっていても、従来の電流測定技術の帯域幅制限（位相遅れ）のために誤差がまだ発生する。さらに、ソフトウエアルーチンで発生する中断のために、通常サンプリング時間は妥協され、マルチ電流チャネルは、ほとんどのマイクロコントローラまたはＤＳＰにおいて同時にサンプリングされることができない。
【０００８】
（発明の概要）
本発明は、ＰＷＭモータキャリア周波数に同期することができ、かつモータＰＷＭスイッチングによるモータ電流フィードバック信号のリップル変動を効果的に取り除くことができる、電流検知の回路および方法を提供する。
【０００９】
本発明の回路は、好ましくは、モータ位相電流経路におけるシャント抵抗器間の電圧を測定するＩＣの形態で実施される。ＩＣは、測定された電流をモータＰＷＭ周波数と同期したＰＷＭ信号に変換する。ＩＣの出力は、モータＰＷＭ周波数と同期するが、出力デューティサイクルは、モータＰＷＭデューティサイクルとは完全に無関係である。出力ＰＷＭデューティサイクルは、そのＰＷＭ期間の間の平均モータ電流に正確に比例する。このように、ＩＣの再構成されたサンプリング出力は、リップル電流の作用なしに、基本モータ電流にちょうど等しい。
【００１０】
本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照する本発明の以下の記載から明らかになろう。
【００１１】
（好ましい実施形態の詳細な説明）
さて図１を参照すると、本発明の回路のブロック図が示されている。ブロック図の右側の「Ｖｉｎ＋」は、図３の接続図に示されるように、モータ制御回路とモータ入力との間の抵抗器の高圧側に接続されることができる。入力信号は、まず必要な場合には、バッファリングおよび増幅のための差動増幅器１０に送られる。他のオフセット調整が、必要な場合には行われることができる。この信号の処理をＰＷＭモータキャリア周波数と同期するために、入力信号は、次にＳＹＮＣＨ入力からの信号がクロック入力されるサンプリングおよびホールド回路１２（以下にさらに詳細に記載される）に送られる。
【００１２】
同期された入力信号は、次に、可変キャリア周波数を有する鋸歯（ｓａｗｔｏｏｔｈ）発生器１４を介して、パルス幅変調符号化を用いてアナログからデジタル形態に変換される。キャリア周波数は、ＳＹＮＣＨピンへの接続を介して、ＰＷＭモータキャリア周波数に同期される、すなわち設定される。本発明の好ましい実施形態において、鋸歯発生器１４は、高周波数（例えば４０ｋＨｚ）波形を出力し、その高周波数波形は、コンパレータ１６の１つの入力に供給され、他の入力は、サンプリングおよびホールド回路１２の同期された出力である。コンパレータ１６の出力は、パルス幅変調された波形であり、パルスの幅は電圧Ｖｉｎ＋を示す。
【００１３】
コンパレータ１６からのＰＷＭ出力は、分離されかつ２つの出力を有するパルス発生器１８に供給される。パルス発生器１８の一方の出力は、立ち上がりエッジでトリガされ、他方の出力は、立下りエッジでトリガされる。
【００１４】
パルス発生器１８でパルスに変換された後、デジタルＰＷＭ情報は、より低い参照電位に置き換えられる。これは、対応するレベルシフトＦＥＴトランジスタ２０、２２および抵抗器２４、２６を用いて達成される。ＰＷＭデータの同期伝送のための信号レベルシフト回路は、コモンモード電位がパワー散逸を許容するために十分に低く、さらにコストを低減する適用において適切であることができる。一方、２レベルシフト回路は、図１において示されるように使用されるとき、電力散逸が低減される。なぜなら、導電位相間の短絡回路だけが、必要なＰＷＭエッジイベントを伝えるために必要である。
【００１５】
図１に示されるように、パルス発生器２８、レベルシフトＦＥＴトランジスタ３０、および抵抗器３２を備える同様の回路および技術が、鋸歯発生器１４およびサンプリングおよびホールド回路１２が動作する参照高電位に、ＳＹＮＣＨ信号（５Ｖまたは３．３Ｖ論理信号）をレベルシフトして上げるために使用される。
【００１６】
より低い参照電位のデジタルＰＷＭデータの再生は、図１に示されるように、ＤＶ／ＤＴパルスフィルタ３４およびＲ−Ｓラッチ回路３８を用いて達成される。結果は、入力電圧Ｖｉｎ＋を示すより低い電位のＰＷＭ信号である。信号は、ＦＥＴトランジスタ４０によってバッファリングされ、かつモータ制御のためのフィードバックループを完成するために、マイクロコントローラまたはＤＳＰ（図示せず）の入力に接続されることができる出力ピンＰＯに送られる。
【００１７】
図２は、サンプリングおよびホールド回路１２の詳細な回路を示す。入力信号のサンプリングは、レベルシフトＳ／Ｈ信号（
【００１８】
【数１】

【００１９】
ピンに印加される信号によってクロック入力される）がローのときに起きる。低いＳ／Ｈ信号は、コンデンサ４６の電圧がＶｉｎ＋に追従するように、ＮＭＯＳトランジスタ４４をオンするインバータ４２によって高い信号に反転される。演算増幅器４８は、米国特許第６，２１５，４３５号に記載される方法と同じ方法で、ＩＲ２１７１ＩＣにおけるようにバッファリングのために提供される。サンプリングおよびホールド回路１２は、Ｓ／Ｈ信号がハイのとき、「ホールド」モードにスイッチングする。このハイの信号は、ＮＭＯＳトランジスタ４４をオフにする、インバータ４２によってローの信号に反転される。コンデンサ４６の電圧は、Ｓ／Ｈ信号がハイになる直前の瞬間にコンデンサに移されるＶｉｎ＋電圧である。その電圧は、Ｓ／Ｈ信号がローになるまで保持され、サンプリングルーチンが繰り返される。
【００２０】
本発明の好ましい実施形態において、上述されたすべての基本構成ブロックが、図３のブロック図に示されるように、モータ駆動適用のためのリニア電流検知ＩＣを提供するために、単一のモノリシックチップに集積される。図３に示されるＩＣ出力フォーマットは、Ａ／Ｄインターフェースの必要性を排除する、出力ピンＰＯの離散ＰＷＭ信号である。本発明の回路のタイミング図は、図４に示される。図３に示される１０ピンのリニア電流検知ＩＣのピン出力は、以下の通りである。
【００２１】
【表１】

【００２２】
図４のタイミング図に示されるように、本発明の電流検知ＩＣは、電流検知入力Ｖｉｎ＋が時間ｔ_dOCに関する所定値を超える場合に、過電流状態を示す
【００２３】
【数２】

【００２４】
ピンにロー出力を提供する。
【００２５】
本発明は、本発明の特定の実施形態に関して記載されたが、多くの他の変形および修正および他の使用は、当業者には明らかとなろう。したがって、本発明は、本明細書の特定の開示によって限定されないことが好ましい。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ＰＷＭモータキャリア周波数に同期することができ、かつモータＰＷＭスイッチングのために、モータ電流フィードバック信号のリップル変動を効果的に取り除くことができる、本発明の新規な電流検知ＩＣのブロック図である。
【図２】 図１の回路におけるサンプリングおよびホールド構成部品の概略回路である。
【図３】 本発明の新規なＨＶＩＣのモータコントローラ回路における検知抵抗器への接続を示す回路図である。
【図４】 本発明の新規なＨＶＩＣの動作のタイミング図である。

Claims (28)

1. ＰＷＭ周波数を有しかつ第１の電位である入力信号を再生する回路であって、前記第１の電位が、コモンモード変位によって第２の電位からオフセットされ、
   前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調された信号に変換する回路構成部と、
   前記第１の電位から前記第２の電位へ、前記パルス幅変調された信号をレベルシフトする回路構成部とを備え、
   前記回路が、前記入力信号のＰＷＭ周波数と同期されるレベルシフトされたＰＷＭ信号を出力し、
   ＰＷＭ周波数を有する前記入力信号がモータ電流を示し、前記出力ＰＷＭ信号が、ＰＷＭモータキャリア周波数と同期された入力ＳＹＮＣ信号によって前記ＰＷＭ周波数に同期されることを特徴とする回路。
2. 前記第１の電位から前記第２の電位にレベルシフトする前に、前記第１の電位の前記パルス幅変調された信号を電流パルス列に変換する回路構成部と、
   前記レベルシフトされたパルス列信号を、前記第２の電位のパルス幅変調された信号に変換する回路構成部とをさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の回路。
3. 前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調された信号に変換する前記回路構成部が、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期された三角形または鋸歯信号を発生する波形発生器と、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期されたサンプリングおよびホールド回路と、前記入力信号が前記三角形または鋸歯信号より大きいかまたは小さいかを決定するコンパレータとを備えるパルス幅変調された符号化を用いるＡ／Ｄコンバータを含むことを特徴とする請求項２に記載の回路。
4. 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位のパルス幅変調された信号に変換する前記回路構成部が、パルスフィルタおよびＲ−Ｓラッチを備えることを特徴とする請求項２に記載の回路。
5. 前記入力信号が、モータコントローラ回路における電流検知抵抗器間の電圧を含むことを特徴とする請求項１に記載の回路。
6. ＰＷＭ周波数を有しかつ第１の電位である入力信号を再生する方法であって、前記第１の電位が、コモンモード変位によって第２の電位からオフセットされ、
   前記第１の電位の入力信号を、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期されたパルス幅変調された信号に変換するステップと、
   前記第１の電位から前記第２の電位へ、前記パルス幅変調された信号をレベルシフトするステップとを含み、
   ＰＷＭ周波数を有する前記入力信号がモータ電流を示し、前記出力ＰＷＭ信号が、ＰＷＭモータキャリア周波数と同期された入力ＳＹＮＣ信号によって前記ＰＷＭ周波数に同期されることを特徴とする方法。
7. 前記第１の電位から前記第２の電位にレベルシフトする前に、前記第１の電位の前記パルス幅変調された信号を電流パルス列に変換するステップと、
   前記レベルシフトされたパルス列信号を、前記第２の電位のパルス幅変調された信号に変換するステップとをさらに含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
8. 前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調された信号に変換する前記ステップが、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期されたキャリア周波数の三角形または鋸歯信号を発生する、パルス幅変調符号化技術を用いてＡ／Ｄ変換し、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期される方法で前記入力信号をサンプリングおよびホールドし、前記入力信号が前記三角形または鋸歯信号より大きいかまたは小さいかを決定することによって実行されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
9. 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位の前記パルス幅変調された信号に変換する前記ステップが、パルスフィルタおよびＲ−Ｓラッチを用いて実行されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
10. 前記入力信号が、モータコントローラ回路における電流検知抵抗器間の電圧を含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
11. 前記レベルシフトする回路構成部が、前記第１の電位から前記第２の電位へ、前記パルス幅変調された信号の立ち上がりエッジと立下りエッジをそれぞれレベルシフトする２つのレベルシフト回路を備えることを特徴とする請求項１に記載の回路。
12. 前記第１の電位から前記第２の電位にレベルシフトする前に、前記パルス幅変調された信号を、立ち上がりエッジと立下りエッジによってそれぞれトリガされた前記ＰＷＭ信号の一対の電流パルス列に変換する回路構成部をさらに備えることを特徴とする請求項１に記載の回路。
13. 前記入力信号がモータ電流を示し、前記出力ＰＷＭ信号のデューティサイクルが、平均モータ電流を示すことを特徴とする請求項１に記載の回路。
14. 前記レベルシフトするステップが、前記第１の電位から前記第２の電位へ、前記パルス幅変調された信号の立ち上がりエッジと立下りエッジをレベルシフトするステップを含むことを特徴とする請求項６に記載の方法。
15. 前記第１の電位から前記第２の電位にレベルシフトする前に、前記第１の電位の前記パルス幅変調された信号が、立ち上がりエッジと立下りエッジによってそれぞれトリガされた前記ＰＷＭ信号の一対の電流パルス列に変換されることを特徴とする請求項６に記載の方法。
16. 前記入力信号がモータ電流を示し、前記出力ＰＷＭ信号のデューティサイクルが、平均モータ電流を示すことを特徴とする請求項６に記載の方法。
17. ＰＷＭ周波数を有しかつ第１の電位を有する入力信号を再生する回路であって、前記第１の電位が、コモンモード変位によって第２の電位からオフセットされ、
    前記第１の電位の入力信号を前記第２の電位のパルス幅変調された信号に変換する回路構成部を備え、
    前記回路が、前記入力信号のＰＷＭ周波数と同期されるレベルシフトされたＰＷＭ信号を出力して出力信号におけるリップル変動を効果的に取り除き、
    前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調された信号に変換する前記回路構成部が、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期された三角形または鋸歯信号を発生する波形発生器と、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期されたサンプリングおよびホールド回路と、前記入力信号が前記三角形または鋸歯信号より大きいかまたは小さいかを決定するコンパレータとを備えるパルス幅変調された符号化を用いるＡ／Ｄコンバータを含むことを特徴とする回路。
18. 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位のパルス幅変調された信号に変換する前記回路構成部が、パルスフィルタおよびＲ−Ｓラッチを備えることを特徴とする請求項１７に記載の回路。
19. 前記入力信号がモータ電流を示し、前記波形発生器が、ＰＷＭモータキャリア周波数と同期された入力ＳＹＮＣ信号によって前記入力信号に同期された可変キャリア周波数を有し、前記サンプリングおよびホールド回路が、前記ＰＷＭモータキャリア周波数と同期された入力ＳＹＮＣ信号によって前記入力信号に同期されることを特徴とする請求項１７に記載の回路。
20. 前記入力信号がモータ電流を示し、前記出力ＰＷＭ信号のデューティサイクルが、平均モータ電流を示すことを特徴とする請求項１７に記載の回路。
21. 前記回路構成部が、前記第１の電位から前記第２の電位へ、前記パルス幅変調された信号の立ち上がりエッジと立下りエッジをそれぞれレベルシフトする２つのレベルシフト回路を備えることを特徴とする請求項１７に記載の回路。
22. 前記第１の電位から前記第２の電位にレベルシフトする前に、前記パルス幅変調された信号を、立ち上がりエッジと立下りエッジによってそれぞれトリガされた前記ＰＷＭ信号の一対の電流パルス列に変換する回路構成部をさらに備えることを特徴とする請求項１７に記載の回路。
23. ＰＷＭ周波数を有しかつ第１の電位である入力信号を再生する方法であって、前記第１の電位が、コモンモード変位によって第２の電位からオフセットされ、
    前記第１の電位の入力信号を、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期された前記第２の電位のパルス幅変調された信号に変換して出力信号におけるリップル変動を効果的に取り除くステップを含み、
    前記第１の電位の入力信号をパルス幅変調された信号に変換する前記ステップが、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期されたキャリア周波数の三角形または鋸歯信号を発生する、パルス幅変調符号化技術を用いてＡ／Ｄ変換し、前記入力信号のＰＷＭ周波数に同期される方法で前記入力信号をサンプリングおよびホールドし、前記入力信号が前記三角形または鋸歯信号より大きいかまたは小さいかを決定することによって実行されることを特徴とする方法。
24. 前記レベルシフトされたパルス列信号を前記第２の電位の前記パルス幅変調された信号に変換する前記ステップが、パルスフィルタおよびＲ−Ｓラッチを用いて実行されることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
25. 前記入力信号がモータ電流を示し、波形発生器が、ＰＷＭモータキャリア周波数と同期された入力ＳＹＮＣ信号によって前記入力信号に同期された可変キャリア周波数を有し、サンプリングおよびホールド回路が、前記ＰＷＭモータキャリア周波数と同期された入力ＳＹＮＣ信号によって前記入力信号に同期されることを特徴とする請求項２３に記載の方法。
26. 前記入力信号がモータ電流を示し、前記出力ＰＷＭ信号のデューティサイクルが、平均モータ電流を示すことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
27. 前記第１の電位から前記第２の電位へ、前記パルス幅変調された信号の立ち上がりエッジと立下りエッジをレベルシフトするステップを含むことを特徴とする請求項２３に記載の方法。
28. 前記第１の電位から前記第２の電位にレベルシフトする前に、前記第１の電位の前記パルス幅変調された信号が、立ち上がりエッジと立下りエッジによってそれぞれトリガされた前記ＰＷＭ信号の一対の電流パルス列に変換されることを特徴とする請求項２３に記載の方法。

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