JP4797366B2 - 焦電型赤外線検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、焦電素子を用いて、人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人体の存在や移動の検知を行なったり、輻射エネルギーや室温を検出することで放射温度計として機能する赤外線検出装置に関するものである。

図１０は、従来の焦電型赤外線検出装置の基本構成を示し、焦電素子１は一端をグランドに接続し、他端を演算増幅器２の反転入力端子に接続しており、演算増幅器２の出力端子−反転入力端子間には、コンデンサからなる帰還容量Ｃｆを接続して交流帰還回路を構成している。また、演算増幅器２の出力端子−反転入力端子間には、さらに直流帰還回路３と入力抵抗Ｒｉとの直列回路を設けて、入力抵抗Ｒｉによって帰還を行っている。また、演算増幅器２の非反転入力端子にはバイアス電位Ｖｒを印加している。このような回路は、熱線感知時に焦電素子１で発生する電流信号を電圧信号に変換して出力する電流電圧変換回路を構成するものである。なお、演算増幅器２の反転入力端子をＳｉｎ、演算増幅器２の出力端子をＳｏｕｔ、直流帰還回路３の出力端子をＳｆｏとする。

このような焦電型赤外線検出装置は、人体から輻射される赤外線エネルギーを検出し、人体の存在や移動の検知を行なったり、輻射エネルギーや室温を検出することで放射温度計として機能するものである。一般に人体検知を行う場合の検出周波数は１Ｈｚ中心であるので、本電流電圧変換回路の後段に設けられる電圧増幅部（図示無し）において、１Ｈｚを中心とした０．１〜１０Ｈｚ付近の周波数帯が選択的に増幅される。そこで図１１に示すように、演算増幅器２の出力端子ＳｏｕｔはコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２とから構成されるハイパスフィルタに接続される場合が多く、０．１Ｈｚ以上の周波数成分を通過させている。ここで、コンデンサＣ２の一端は演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔに接続され、コンデンサＣ２の他端は抵抗Ｒ２の一端に接続され、抵抗Ｒ２の他端はバイアス電位Ｖｒに接続されており、コンデンサＣ２と抵抗Ｒ２との接続点Ｖｘ１が本焦電型赤外線検出装置の出力となる。

また図１１は、図１０の直流帰還回路３の具体回路も示しており、直流帰還回路３は、非反転入力端子に演算増幅器２の出力を接続した演算増幅器３１と、演算増幅器３１の出力端子−反転入力端子間に接続したコンデンサＣ１と、演算増幅器３１の反転入力端子−バイアス電位Ｖｒ間に接続した抵抗Ｒ１とからなる積分回路で構成され、演算増幅器３１の出力が直流帰還回路３の出力となる。

このような構成の電流電圧変換回路においては、焦電素子１から出力される電流信号は帰還容量Ｃｆのインピーダンスを用いて電圧信号に変換され、変換インピーダンスの周波数特性がバンドパスフィルタの役割を果たす。このバンドパスフィルタの中心周波数ω０、選択度Ｑは、数１で表される。

そして、焦電素子１の最大のアプリケーションである人体検知における検出周波数が１Ｈｚ中心であることから、０．１Ｈｚ以上の周波数帯では帰還容量Ｃｆのインピーダンス特性によって電圧信号の出力特性が決まるようにしようとすると、中心周波数ω０は０．１Ｈｚ以下でなければならない。したがって、この電流電圧変換回路の時定数は非常に遅くなる。

また、ノイズ成分の１つとして入力抵抗Ｒｉによる熱雑音が支配的であるので、この熱雑音を抑制するために、通常は入力抵抗Ｒｉの値を１Ｔ（テラ）Ω以上の高抵抗としている。このような高抵抗は一般に温度変化によって抵抗値が大きく変動する特性を有している。（例えば、特許文献１参照）
特開平１０−２６７７５９号公報（段落番号［００１３］、［００１４］、図１）

上記従来例のように、遅い時定数を有する電流電圧変換回路においては、電源投入から回路動作が安定するまでの間（回路安定時間）や、回路動作中に大きな外来ノイズが印加された場合等に動作点が飽和してしまうと、元の正常な状態に復帰するのに長い時間を必要とするという問題があった。

ここで、図１１に示すように直流帰還回路３を積分回路で構成した電流電圧変換回路についてのシミュレーション結果を、図１２〜図１４に示す。ここで回路定数は、帰還容量Ｃｆ＝１０ｐＦ、入力抵抗Ｒｉ＝３ＴΩ、コンデンサＣ１＝１０ｎＦ、抵抗Ｒ１＝６ＧΩとしている。

図１２は電源投入時、および外来ノイズ印加時の過渡解析の結果であり、図１２（ａ）は演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電圧波形、図１２（ｂ）はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２との接続点Ｖｘ１の電圧波形（ハイパスフィルタの出力波形）を各々示す。そして時間ｔ＝０で、演算増幅器２，３１の電源電位３Ｖ、バイアス電位Ｖｒ＝１．５Ｖを印加し、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎには１Ｈｚの正弦波からなる電流信号を時間ｔ＝０より入力し続ける。さらに、時間ｔ＝５００秒（電源投入後の安定動作している状態）には、外来ノイズを想定して演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに６０ｐＣの負の電荷を印加する。ここで、図１２（ａ）に示すように演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電圧波形は非常に遅い周波数で変動しているが、図１２（ｂ）に示すように接続点Ｖｘ１の電圧波形では抵抗Ｒ２、コンデンサＣ２によるハイパスフィルタによってその変動はカットされており、後段の回路に非常に遅い周波数の変動が伝わらないようになっている。

そして、電源投入時は演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電位が正側に飽和しており、図１３（ａ）（ｂ）に時間ｔ＝２３〜３０秒における各波形の拡大図を示すように、電源投入後約２５秒間（時間ｔ＝０〜２５秒）は入力信号に対して正常に応答せず、回路動作が安定していない。

また、時間ｔ＝５００秒で外来ノイズが印加された場合には、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電位が負側に飽和しており、図１４（ａ）（ｂ）に時間ｔ＝５９４〜６１０秒における各波形の拡大図を示すように、外来ノイズ印加後約１００秒間（時間ｔ＝５００〜６００秒）は入力信号に対して正常に応答せず、正常動作に復帰していない。

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、電源投入から回路動作が安定するまでの時間が短く、且つ回路動作時に外来ノイズが印加されても速やかに復帰可能な焦電型赤外線検出装置を提供することにある。

請求項１の発明は、熱線感知時に電流信号を発生する焦電素子と、第１のコンデンサからなる交流帰還回路、および直流帰還回路と第１の抵抗素子との直列回路を入出力間に接続した演算増幅器で構成されて前記電流信号を電圧信号に変換して出力する電流電圧変換回路とを備え、交流帰還回路を演算増幅器の出力端子−反転入力端子間に接続し、直流帰還回路の一端を演算増幅器の出力側に接続し、第１の抵抗素子を直流帰還回路の他端−演算増幅器の反転入力端子間に接続し、焦電素子を演算増幅器の反転入力端子に接続して、リミッタ回路は、ソース端子を第１の抵抗素子の一端に接続し、ゲート端子、ドレイン端子を第１の抵抗素子の他端に接続した第１のＭＯＳトランジスタと、ゲート端子、ドレイン端子を第１の抵抗素子の一端に接続し、ソース端子を第１の抵抗素子の他端に接続した第２のＭＯＳトランジスタとから構成され、第１、第２のＭＯＳトランジスタがＰ型の場合は各基板端子を電源電位に接続し、第１、第２のＭＯＳトランジスタがＮ型の場合は各基板端子をグランドに接続し、電源電位とグランドとの間に接続された第２の抵抗素子と第２のコンデンサとの直列回路と、第１，第２のＭＯＳトランジスタのうち少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタのゲート端子とドレイン端子との間に接続された第１のスイッチ素子と、第２の抵抗素子および第２のコンデンサの接続中点と前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタのゲート端子との間に接続された第２のスイッチ素子を有して、電源投入後、第１のスイッチ素子がオフ、第２のスイッチ素子がオンして、前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタがオンし、第２のコンデンサの充電電圧によって前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタがオフした後、第１のスイッチ素子がオン、第２のスイッチ素子がオフすることによって、前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタを、電源投入時に所定期間導通させることを特徴とする。

この発明によれば、遅い時定数を有する電流電圧変換回路においても、電源投入から回路動作が安定するまでの時間が短く、且つ回路動作時に外来ノイズが印加されても速やかに復帰可能とすることができる。また、ＭＯＳトランジスタの基板端子から演算増幅器の反転入力端子へのリーク電流を小さくできるので、このリーク電流によるショットノイズ成分は無視できる程度に抑制可能で、Ｓ／Ｎ比の悪化を防ぐことができる。またリミッタ回路をＭＯＳトランジスタで構成しているので、回路の集積化、小型化に有利となる。さらにリミッタ回路にスタートアップ回路を併用させることにより回路のさらなる小型化を図ることができる。

請求項２の発明は、請求項１において、前記リミッタ回路の各ＭＯＳトランジスタに第３の抵抗素子を各々直列接続したことを特徴とする。

この発明によれば、第３の抵抗素子によって、ＰＭＯＳトランジスタがオンしたときに、演算増幅器の反転入力端子−直流帰還回路の出力間の抵抗値が急激に低下することを抑制して、演算増幅器の出力の不連続性を抑えることができる。したがって、演算増幅器の出力の不連続性による誤動作を防止できる。

以上説明したように、本発明では、リミッタ回路によって第１の抵抗素子両端の電位差を制限するので、電源投入から回路動作が安定するまでの時間が短く、且つ回路動作時に外来ノイズが印加されても速やかに復帰可能となるという効果がある。また、ＭＯＳトランジスタの基板端子から演算増幅器の反転入力端子へのリーク電流を小さくできるので、このリーク電流によるショットノイズ成分は無視できる程度に抑制可能で、Ｓ／Ｎ比の悪化を防ぐことができる。またリミッタ回路をＭＯＳトランジスタで構成しているので、回路の集積化、小型化に有利となる。さらにリミッタ回路にスタートアップ回路を併用させることにより回路のさらなる小型化を図ることができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。

（実施形態１）
本発明の焦電型赤外線検出装置の基本構成は図１に示されるように、図１０に示す従来例における入力抵抗Ｒｉにリミッタ回路４を並列接続したものであり、他の構成は図１０と同様であり、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

リミッタ回路４は、入力抵抗Ｒｉに並列接続して入力抵抗Ｒｉの両端の電位差を制限している。

図２は、図１の直流帰還回路３、リミッタ回路４の具体回路を示しており、直流帰還回路３は、図１１に示す従来例と同様の積分回路である。

リミッタ回路４は、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が互いに逆並列接続して、入力抵抗Ｒｉに並列接続している。入力抵抗Ｒｉは一端を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、他端を演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに接続しており、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１は、ソース端子を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、ゲート端子、ドレイン端子を反転入力端子Ｓｉｎに接続し、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ２は、ゲート端子、ドレイン端子を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、ソース端子を反転入力端子Ｓｉｎに接続している。また、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２の各基板端子は電源電位Ｖｃｃに接続されている。このように、リミッタ回路４をＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２で構成することにより、集積化に有利となる。

次に、図２に示す電流電圧変換回路についてのシミュレーション結果を、図３〜図５に示す。ここで回路定数は、帰還容量Ｃｆ＝１０ｐＦ、入力抵抗Ｒｉ＝３ＴΩ、コンデンサＣ１＝１０ｎＦ、抵抗Ｒ１＝６ＧΩとしている。

図３は電源投入時、および外来ノイズ印加時の過渡解析の結果であり、図３（ａ）は演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電圧波形、図３（ｂ）はコンデンサＣ２と抵抗Ｒ２との接続点Ｖｘ１の電圧波形（ハイパスフィルタの出力波形）を各々示す。そして時間ｔ＝０で、演算増幅器２，３１の電源電位３Ｖ（＝Ｖｃｃ）、バイアス電位Ｖｒ＝１．５Ｖを印加し、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎには１Ｈｚの正弦波からなる電流信号を時間ｔ＝０より入力し続ける。さらに、時間ｔ＝５００秒（電源投入後の安定動作している状態）には、外来ノイズを想定して演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに６０ｐＣの負の電荷を印加する。

そして、電源投入時は演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電位が正側に変動しており、図４（ａ）（ｂ）に時間ｔ＝０〜１６秒における各波形の拡大図を示すように、電源投入直後、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が３Ｖまで上昇しようとすると、出力端子Ｓｆｏに接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のソース電位も同様に上昇する。そして、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの電位が２Ｖ付近まで上昇すると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値（負電圧）を超えて、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１がオンする。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ１によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上上昇しなくなり、飽和することなく低下する。したがって、時間ｔ＝０で電源投入して１〜２秒後には入力信号に対して正常に応答している。この動作は電源投入時のみでなく、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電位が正側に変動するような外来ノイズが印加された場合（例えば、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに正の電荷が与えられた場合等）も同様である。

さらに、時間ｔ＝５００秒で、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに負の電荷を与える外来ノイズが印加された場合には、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔの電位が負側に変動する。そして、図５（ａ）（ｂ）に時間ｔ＝４９８〜５０５秒における各波形の拡大図を示すように、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が０Ｖまで下がろうとすると、出力端子Ｓｆｏに接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ２のゲート電位も同様に下がる。そして、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの電位が１Ｖ付近まで下がると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値（負電圧）を超えて、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ２がオンする。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ２によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上下がらなくなり、飽和することなく上昇する。したがって、外来ノイズ印加後約１〜２秒後（時間ｔ＝５０１〜５０２秒）には入力信号に対して正常な応答を行う動作に復帰している。

ここで、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに電流性のノイズ成分が存在すると出力に大きく影響し、特に、ＰＮ接合の逆バイアス時に発生するリーク電流は、電流性のショットノイズ成分を有するため注意が必要である。本実施形態では、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに影響するリーク電流として、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１の電源電位Ｖｃｃに接続した基板（Ｎ型）端子からドレイン（Ｐ型）端子を介した反転入力端子Ｓｉｎへのリーク電流、およびＰＭＯＳトランジスタＴｒ２の電源電位Ｖｃｃに接続した基板（Ｎ型）端子からソース（Ｐ型）端子を介した反転入力端子Ｓｉｎへのリーク電流が存在するが、このＰＮ接合の面積は、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２のソース面積が影響するので、非常に小さな面積となり、このＰＮ接合で生じるリーク電流のショットノイズ成分は無視できる程度に抑制でき、リーク電流によるＳ／Ｎ比の悪化を防ぐことができる。

また、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎの入力リーク電流も上記同様の理由によって小さくしなければならず、本実施形態では、内部回路をＭＯＳトランジスタで構成した演算増幅器２を用いることで、入力リーク電流を抑制している。

なお、本実施形態ではＰ型のＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２を用いて、各基板端子を電源電位Ｖｃｃに接続しているが、Ｎ型のＭＯＳトランジスタを用いる場合には、各基板端子をグランドに接続すれば同様に用いることができる。

（参考例１）
図６は本参考例の焦電型赤外線検出装置の構成を示しており、実施形態１の図２とはリミッタ回路４の構成のみが異なるもので、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

本参考例のリミッタ回路４は、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が互いに逆並列接続して、入力抵抗Ｒｉに並列接続している。入力抵抗Ｒｉは一端を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、他端を演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに接続しており、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１は、ドレイン端子を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、ゲート端子、ソース端子、基板端子を反転入力端子Ｓｉｎに接続し、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ２は、ゲート端子、ソース端子、基板端子を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、ドレイン端子を反転入力端子Ｓｉｎに接続している。このように、リミッタ回路４をＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２で構成することにより、集積化に有利となる。

そして電源投入時、または正の外来ノイズ印加時に、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が３Ｖまで上昇しようとすると、出力端子Ｓｆｏに接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン電位も同様に上昇する。そして、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン（Ｐ型）端子から基板（Ｎ型）端子に向かって順方向のダイオード接合が形成されており、端子Ｓｆｏの電位＞端子Ｓｉｎの電位となる方向に一定以上の電位差が生じると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン（Ｐ型）端子−基板（Ｎ型）端子間がダイオードとして導通する。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ１によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上上昇しなくなり、飽和することなく低下する。したがって、電源投入あるいは外来ノイズを印加してから１〜２秒後には入力信号に対して正常に応答している。

また、負の外来ノイズが印加されて、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が０Ｖまで下がろうとすると、出力端子Ｓｆｏに接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ２の基板電位も同様に下がる。そして、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレイン（Ｐ型）端子から基板（Ｎ型）端子に向かって順方向のダイオード接合が形成されており、端子Ｓｉｎの電位＞端子Ｓｆｏの電位となる方向に一定以上の電位差が生じると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ２のドレイン（Ｐ型）端子−基板（Ｎ型）端子間がダイオードとして導通する。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ２によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上下がらなくなり、飽和することなく上昇する。したがって、外来ノイズ印加後約１〜２秒後には入力信号に対して正常な応答を行う動作に復帰している。

このような本参考例では、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の各ＰＮ接合部の特性を用いてリミッタ回路４を構成しているので、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２の各トランジスタ特性を用いた場合に比べて、製造バラツキを小さくできる。

（参考例２）
図７は本参考例の焦電型赤外線検出装置の構成を示しており、実施形態１の図２とはリミッタ回路４の構成のみが異なるもので、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

本参考例のリミッタ回路４は、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１が入力抵抗Ｒｉに並列接続している。入力抵抗Ｒｉは一端を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、他端を演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに接続しており、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１は、ソース端子、基板端子を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、ドレイン端子、ゲート端子を反転入力端子Ｓｉｎに接続している。このように、リミッタ回路４をＰＭＯＳトランジスタＴｒ１で構成することにより、集積化に有利となる。

そして電源投入時、または正の外来ノイズ印加時に、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が３Ｖまで上昇しようとすると、出力端子Ｓｆｏに接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のソース電位も同様に上昇する。そして、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの電位が２Ｖ付近まで上昇すると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値（負電圧）を超えて、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１がオンする。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ１によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上上昇しなくなり、飽和することなく低下する。したがって、電源投入あるいは外来ノイズを印加してから１〜２秒後には入力信号に対して正常に応答している。

また、負の外来ノイズが印加されて、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が０Ｖまで下がろうとすると、出力端子Ｓｆｏに接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ１の基板電位も同様に下がる。そして、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン（Ｐ型）端子から基板（Ｎ型）端子に向かって順方向のダイオード接合が形成されており、端子Ｓｉｎの電位＞端子Ｓｆｏの電位となる方向に一定以上の電位差が生じると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン（Ｐ型）端子−基板（Ｎ型）端子間がダイオードとして導通する。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ１によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上下がらなくなり、飽和することなく上昇する。したがって、外来ノイズ印加後約１〜２秒後には入力信号に対して正常な応答を行う動作に復帰している。

本参考例において、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１は、電源投入時または正の外来ノイズ印加時にはトランジスタとしてオンし、負の外来ノイズ印加時にはダイオードとしてオンして出力の飽和を防止するので、１つのＭＯＳトランジスタで正負両方向の外来ノイズ対策が可能となり、小型化を図ることができる。また、ＭＯＳトランジスタの基板端子から演算増幅器の反転入力端子へのリーク電流を小さくでき、このリーク電流によるショットノイズ成分は無視できる程度に抑制でき、Ｓ／Ｎ比の悪化を防ぐことができる。

（実施形態２）
図８は本実施形態の焦電型赤外線検出装置の構成を示しており、参考例１のリミッタ回路４（図６参照）において、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を直列接続したもので、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

まず、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２がないときに、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに１Ｈｚと比べて非常に遅い周波数のゆらぎが入力された場合の動作について考える。この場合、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの電位もこのゆらぎに応答してゆらぎが発生するが、ゆらぎの振幅が大きいとリミッタ回路４が動作して、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１またはＴｒ２がオンし、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎ−直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏ間の抵抗値が急激に低下するため、出力端子Ｓｏｕｔの出力波形に不連続が生じる。

ここで、人体検出の応用を考えた場合、人体の動きが１Ｈｚ付近を主成分とするために、後段に設けられる電圧増幅部（図示無し）においては、１Ｈｚ付近を中心に増幅する。したがって、１Ｈｚと比べて非常に遅い周波数のゆらぎは後段の電圧増幅部で増幅されることはないので、誤報の原因となることはない。しかし、出力端子Ｓｏｕｔの出力波形に不連続が生じると、不連続部分の変動には高周波成分が含まれるため、その高周波成分の１Ｈｚ付近の周波数成分が後段の電圧増幅部で増幅されて誤動作につながる。

そこで本実施形態では、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２に直列接続された抵抗Ｒ１１，Ｒ１２によって、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１，Ｔｒ２が各々オンしたときに、演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎ−直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏ間の抵抗値が急激に低下することを抑制して、出力端子Ｓｏｕｔの出力波形の不連続性を抑えている。したがって、出力端子Ｓｏｕｔの出力波形の不連続性による誤動作を防止できる。

なお、本実施形態では参考例１のリミッタ回路４を例に説明したが、実施形態１，参考例２のリミッタ回路４の各ＰＭＯＳトランジスタに抵抗を直列接続しても同様の効果を得ることができる。

（実施形態３）
図９は本実施形態の焦電型赤外線検出装置の構成を示しており、実施形態１の図２とはリミッタ回路４の構成のみが異なるもので、同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。

本実施形態のリミッタ回路４は、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１が入力抵抗Ｒｉに並列接続している。入力抵抗Ｒｉは一端を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、他端を演算増幅器２の反転入力端子Ｓｉｎに接続しており、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１は、ドレイン端子を直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏに接続し、ソース端子、基板端子を反転入力端子Ｓｉｎに接続している。ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン端子にはスイッチ素子ＳＷＡ，ＳＷＢの直列回路の一端が接続され、スイッチ素子ＳＷＡ，ＳＷＢの直列回路の他端は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との各一端同士の接続点に接続される。抵抗Ｒ３の他端は電源電位Ｖｃｃに接続され、コンデンサＣ３の他端はグランドに接続される。ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート端子は、スイッチ素子ＳＷＡ，ＳＷＢの接続点に接続される。

そして、電源投入直後は、スイッチ素子ＳＷＡはオフし、スイッチ素子ＳＷＢはオンする。スイッチ素子ＳＷＢがオンした直後はコンデンサＣ３には電荷が充電されていない状態であり、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート信号はＬレベルであるので、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値（負電圧）を超えて、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１がオンし、直流帰還回路３のコンデンサＣｆが急速に充電されて出力端子Ｓｏｕｔの電位が急速に動作点に達する。その後、コンデンサＣ３が抵抗Ｒ３を介して電位Ｖｃｃにまで充電されるにつれて、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート電位も上昇し、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３との時定数で決定される所定時間後にＰＭＯＳトランジスタＴｒ１はオフする。

その後、スイッチ素子ＳＷＡがオン、スイッチ素子ＳＷＢがオフに切り換わり、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン端子とゲート端子とがスイッチ素子ＳＷＡを介して接続される。そして、正の外来ノイズ印加時に、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が３Ｖまで上昇しようとすると、出力端子Ｓｆｏに接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン電位も同様に上昇するので、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のドレイン（Ｐ型）端子−基板（Ｎ型）端子間がダイオードとして導通する。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ１によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上上昇しなくなり、飽和することなく低下する。したがって、外来ノイズ印加後約１〜２秒後には入力信号に対して正常な応答を行う動作に復帰している。

また、負の外来ノイズが印加されて、演算増幅器２の出力端子Ｓｏｕｔおよび直流帰還回路３の出力端子Ｓｆｏの各電位が０Ｖまで下がろうとすると、出力端子Ｓｆｏにスイッチ素子ＳＷＡを介して接続したＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート電位も同様に下がる。そして、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの電位が１Ｖ付近まで下がると、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓがしきい値（負電圧）を超えて、ＰＭＯＳトランジスタＴｒ１がオンする。入力抵抗Ｒｉの両端がＰＭＯＳトランジスタＴｒ１によって短絡されると、端子Ｓｏｕｔ、Ｓｆｏの各電位はそれ以上下がらなくなり、飽和することなく上昇する。したがって、外来ノイズ印加後約１〜２秒後には入力信号に対して正常な応答を行う動作に復帰している。

このように、電源投入時にコンデンサＣｆを急速に充電させるスタートアップ回路を備えることで電源投入から回路動作が安定するまでの時間をさらに短くすることができ、また、リミッタ回路４にスタートアップ回路を併用させることにより回路の小型化を図ることができる。

なお、実施形態１、参考例１，２においても、電源投入時にリミッタ回路４が備えるＭＯＳトランジスタを所定期間導通させて、コンデンサＣｆを急速に充電させるスタートアップ回路を設ければ上記同様の効果を得ることができる。

また、実施形態１〜３、参考例１，２においてトランジスタＴｒ１、Ｔｒ２はＰＭＯＳを用いているが、ＮＭＯＳを用いてもよい。さらに、リミッタ回路４をトランジスタではなく、ダイオードで構成してもよい。

本発明の焦電型赤外線検出装置を示す概略回路図である。 本発明の実施形態１の焦電型赤外線検出装置を示す具体回路図である。 同上の波形図であり、（ａ）は演算増幅器の出力波形、（ｂ）はハイパスフィルタの出力波形を示す。 同上の波形図における電源投入時の拡大図であり、（ａ）は演算増幅器の出力波形、（ｂ）はハイパスフィルタの出力波形を示す。 同上の波形図における外来ノイズ印加時の拡大図であり、（ａ）は演算増幅器の出力波形、（ｂ）はハイパスフィルタの出力波形を示す。 本発明の参考例１の焦電型赤外線検出装置を示す具体回路図である。 本発明の参考例２の焦電型赤外線検出装置を示す具体回路図である。 本発明の実施形態２の焦電型赤外線検出装置を示す具体回路図である。 本発明の実施形態３の焦電型赤外線検出装置を示す具体回路図である。 従来の焦電型赤外線検出装置を示す概略回路図である。 同上の具体回路図である。 同上の波形図であり、（ａ）は演算増幅器の出力波形、（ｂ）はハイパスフィルタの出力波形を示す。 同上の波形図における電源投入時の拡大図であり、（ａ）は演算増幅器の出力波形、（ｂ）はハイパスフィルタの出力波形を示す。 同上の波形図における外来ノイズ印加時の拡大図であり、（ａ）は演算増幅器の出力波形、（ｂ）はハイパスフィルタの出力波形を示す。

１ 焦電素子
２ 演算増幅器
３ 直流帰還回路
４ リミッタ回路
Ｃｆ 帰還容量
Ｒｉ 入力抵抗
Ｖｒ バイアス電位

Claims (2)

1. 熱線感知時に電流信号を発生する焦電素子と、第１のコンデンサからなる交流帰還回路、および直流帰還回路と第１の抵抗素子との直列回路を入出力間に接続した演算増幅器で構成されて前記電流信号を電圧信号に変換して出力する電流電圧変換回路とを備え、
   交流帰還回路を演算増幅器の出力端子−反転入力端子間に接続し、直流帰還回路の一端を演算増幅器の出力側に接続し、第１の抵抗素子を直流帰還回路の他端−演算増幅器の反転入力端子間に接続し、焦電素子を演算増幅器の反転入力端子に接続して、
   リミッタ回路は、ソース端子を第１の抵抗素子の一端に接続し、ゲート端子、ドレイン端子を第１の抵抗素子の他端に接続した第１のＭＯＳトランジスタと、ゲート端子、ドレイン端子を第１の抵抗素子の一端に接続し、ソース端子を第１の抵抗素子の他端に接続した第２のＭＯＳトランジスタとから構成され、第１、第２のＭＯＳトランジスタがＰ型の場合は各基板端子を電源電位に接続し、第１、第２のＭＯＳトランジスタがＮ型の場合は各基板端子をグランドに接続し、
   電源電位とグランドとの間に接続された第２の抵抗素子と第２のコンデンサとの直列回路と、第１，第２のＭＯＳトランジスタのうち少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタのゲート端子とドレイン端子との間に接続された第１のスイッチ素子と、第２の抵抗素子および第２のコンデンサの接続中点と前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタのゲート端子との間に接続された第２のスイッチ素子を有して、電源投入後、第１のスイッチ素子がオフ、第２のスイッチ素子がオンして、前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタがオンし、第２のコンデンサの充電電圧によって前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタがオフした後、第１のスイッチ素子がオン、第２のスイッチ素子がオフすることによって、前記少なくともいずれか一方のＭＯＳトランジスタを、電源投入時に所定期間導通させる
   ことを特徴とする焦電型赤外線検出装置。
2. 前記リミッタ回路の各ＭＯＳトランジスタに第３の抵抗素子を各々直列接続したことを特徴とする請求項１記載の焦電型赤外線検出装置。

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