JP6537725B2 - 交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機および冷凍サイクル装置 - Google Patents

Description

本発明は、誘導機または同期機といった交流電動機の速度を推定する速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機および冷凍サイクル装置に関する。

交流電動機の速度は発生トルクおよび負荷トルクによる運動方程式により記述され、発生トルクおよび負荷トルクの何れかが振動している場合には速度も振動的になる。速度またはトルクの脈動は騒音または振動の原因となるため、交流電動機の速度またはトルクを高精度に制御する手段が求められてきた。誘導機または同期機といった交流電動機の速度またはトルクを高精度に制御するためには、回転子の位置情報が必要である。しかしながら、位置センサまたは速度センサを用いると、コストが上昇しまたは信頼性が低下する可能性があるため、交流電動機のセンサレス制御に関する多数の検討がなされてきた。

交流電動機のセンサレス制御として、適応オブザーバを利用した手法が知られている。適応オブザーバを用いたセンサレスベクトル制御方式は、誘起電圧に基づき速度を高精度に推定するものであり、定常的には速度推定誤差を零にできるという利点がある。しかしながら当該センサレスベクトル制御方式には推定応答の制約が存在し、当該センサレスベクトル制御方式では高周波の速度脈動を正確に推定することが難しい。そのため当該センサレスベクトル制御方式では、速度推定値をフィードバックして高周波の速度脈動を抑制することは極めて難しかった。

負荷トルクが周期的に振動する負荷の代表例として、冷凍サイクル装置に用いられる圧縮機が知られている。また、交流電動機の発生トルクが周期的に脈動する要因としては、交流電動機の誘起電圧の歪みと、電流検出器のオフセットと、ゲインアンバランスと、電力変換器の上下短絡防止時間に起因する出力電圧誤差とが挙げられる。交流電動機を駆動する際に、これらの周期外乱要素によって制御性が大きく悪化するケースがある。

特許文献１、２にはフィードバック制御により高周波の速度脈動またはトルク脈動を抑えるための方法が開示される。特許文献３にはフィードフォワード制御により高周波の速度脈動またはトルク脈動を抑えるための方法が開示される。

特許文献１に開示される制御方法では、任意調波の回転ムラの正弦項係数および余弦項係数をフーリエ変換でそれぞれ抽出し、それらが零になるようＰＩＤ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ Ｄｅｒｉｖａｔｉｖｅ）制御を行った後、補償信号を交流化して電流指令に足し加えることで回転ムラを軽減している。特許文献２ではセンサレス制御における位置推定誤差が軸誤差と称され、特許文献２に開示される制御装置では、軸誤差に基づき周期外乱成分を打ち消すためのフィードバックループを構築することで速度脈動を軽減している。特許文献３に開示されるトルク制御装置は、トルク補正量記憶手段を用いて、フィードフォワード制御により圧縮機の負荷トルク脈動とモータトルクとを一致させようとしている。フィードフォワード制御により、センサレス制御の場合でも高周波の速度脈動の抑制が可能である。

特開平１−３０８１８４号公報 特許第４２２１３０７号公報 特開２００１−３７２８１号公報

しかしながら特許文献１に開示される制御方法は、高周波の速度脈動が正確に検出できない場合には回転ムラを低減することができない。速度センサまたは位置センサを用いれば回転速度を正確に検出できるものの、装置コストが上昇する。しかし、速度センサまたは位置センサを用いない場合には推定応答の制約から過渡的な回転速度の脈動を正確に推定することができないため、特許文献１に開示される制御方式を用いることは容易ではない。

また特許文献２に開示されるセンサレスベクトル制御方式は、高周波の振動軽減に寄与しない可能性がある。特許文献２には「圧縮機を駆動する周波数の最高周波数を１００％とした場合、３０％を超える範囲においても、低騒音化・低振動化が可能」と記載されているが、効果がある最大周波数が何％であるかは明記されていない。センサレス制御で位置推定誤差に基づいて高周波域の振動を抑制するためには、位置推定系の推定応答を非常に高く設定することが要求される。位置推定系の推定応答が不足している場合、高周波の振動成分が検知できないため、振動抑制制御を行うことが困難となるからである。しかし、学会や論文で発表されている一般的な技術水準において、推定応答の限界は数百ｒａｄ／ｓ程度である。推定応答の上限値から考えて、圧縮機の最高周波数の４０％以上の領域で位置推定誤差の脈動を正確に検出するのは極めて困難である。よって、要求される周波数がこれよりも高い場合、特許文献２に開示される技術では振動低減が難しい。また特許文献２に開示されるフィードバック制御によるセンサレスベクトル制御方式は、適応オブザーバを用いたセンサレスベクトル制御方式と大きく異なっている。そのため適応オブザーバを用いたセンサレスベクトル制御方式に対して、特許文献２の振動抑制制御を組み合わせることは原理的に困難である。

また特許文献３に開示されるセンサレスベクトル制御方式は、一般に事前調整が必要であり、また事前に想定した運転条件と実際の運転条件が異なる場合には正しく脈動を抑制できるかどうかが定かではない。

このように交流電動機のセンサレス制御では高周波の速度脈動またはトルク脈動を抑制することは容易ではない。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、交流電動機のセンサレス制御において高周波の速度脈動を正確に推定できる交流電動機の速度推定装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明の交流電動機の速度推定装置は、交流電動機の電圧、電流、および推定角速度に基づきモデル偏差を演算するモデル偏差演算部と、モデル偏差に基づき実角速度の直流成分を含む低周波成分として第１の推定角速度を演算する第１の角速度推定部と、モデル偏差に含まれる特定の高周波成分に基づき実角速度の高周波成分として第２の推定角速度を演算する第２の角速度推定部と、第１の推定角速度と第２の推定角速度とを加算する加算器と、を備え、第１の推定角速度と第２の推定角速度との加算値を推定角速度としてモデル偏差演算部にフィードバックすることを特徴とする。

本発明によれば、交流電動機のセンサレス制御において高周波の速度脈動を正確に推定できるという効果を奏する。

本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図 比較例に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図 図２に示す速度推定装置のボード線図 本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置のボード線図 本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置のハードウェア構成図 図１に示す第１の角速度推定部および第２の角速度推定部の詳細構成を示す図 本発明の実施の形態２に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図 図２に示す従来の交流電動機の速度推定装置によるシミュレーション結果を示す図 本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置によるシミュレーション結果を示す図 本発明の実施の形態３に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図 本発明の実施の形態４に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図 本発明の実施の形態５に係る交流電動機の駆動装置の構成を示す図 本発明の実施の形態６に係る交流電動機の駆動装置の構成を示す図 特許文献１に開示される速度制御方法によるシミュレーション結果を示す図 本発明の実施の形態６に係る交流電動機の駆動装置によるシミュレーション結果を示す図 本発明の実施の形態７に係る冷媒圧縮機の構成を示す図 図１３に示す圧縮機構の断面図 図１３に示す圧縮部の構成を示す図 図１５に示すローリングピストン式の圧縮機構における負荷トルクの波形を示す図 本発明の実施の形態８に係る冷凍サイクル装置の構成を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係る交流電動機の速度推定装置、交流電動機の駆動装置、冷媒圧縮機および冷凍サイクル装置を図面に基づき詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図である。以下では実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置を単に速度推定装置１０１と称する場合がある。速度推定装置１０１は、適応オブザーバの手法により、交流電動機２に印加される電圧ベクトルと電流ベクトルとを用いて、交流電動機２の回転速度を推定し、推定角速度ω＾_ｒとして出力する。

速度推定装置１０１は、電圧ベクトル、電流ベクトルおよび推定角速度ω＾_ｒに基づきモデル偏差εを演算するモデル偏差演算部１１と、モデル偏差εに基づき実角速度の直流成分を含む低周波成分として第１の推定角速度ω＾_ｒ１を演算する第１の角速度推定部２１とを備える。また速度推定装置１０１は、モデル偏差εの特定の高周波成分に基づき実角速度の高周波成分として第２の推定角速度ω＾_ｒ２を演算する第２の角速度推定部２２と、第１の推定角速度ω＾_ｒ１に第２の推定角速度ω＾_ｒ２を加算することにより推定角速度ω＾_ｒを演算する加算器２３とを備える。速度推定装置１０１は第２の角速度推定部２２を備える点に特徴があり、第２の角速度推定部２２の詳細は後述する。

モデル偏差演算部１１は、交流電動機２の電圧ベクトルと電流ベクトルと推定角速度ω＾_ｒとに基づき、推定磁束ベクトルおよび推定電流ベクトルを演算し出力する電流推定器１２と、推定電流ベクトルから電流ベクトルを減算し、電流偏差ベクトルを演算し出力する減算器１３と、電流偏差ベクトルを入力とし、推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出し、この値をモデル偏差として出力する偏差演算器１４とを備える。推定磁束ベクトルの直交成分をスカラ量として抽出する手法としては、電流偏差ベクトルを回転二軸上に座標変換する手法と、電流偏差ベクトルと推定磁束ベクトルとの外積値の大きさを演算する手法とが公知である。

電流推定器１２は交流電動機２の状態方程式から電流と磁束を推定する。ここでは交流電動機２は一般的な埋込磁石型同期交流電動機であると仮定するが、埋込磁石型同期交流電動機以外の交流電動機２であっても、電流推定器１２は状態方程式が立式できれば同様の方法で電流推定が可能である。埋込磁石型同期交流電動機以外の交流電動機２は表面磁石型同期電動機や誘導電動機を例示できる。また、本願では回転型モータに関して説明を行うが、直動型モータにも同様の技術が適用できる。その理由は、「直動型モータは回転子半径が無限大の回転型モータ」として解釈できるためである。

埋込磁石型同期交流電動機の場合、状態方程式は下記（１）式および下記（２）式のように表される。ただし、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑはｄ軸およびｑ軸のインダクタンスを表す。Ｒは電機子抵抗を表す。ωは一次角周波数を表す。ω_ｒは角速度を表す。ｖ_ｄｓはｄ軸電圧を表す。ｖ_ｑｓはｑ軸電圧を表す。ｉ_ｄｓはｄ軸電流を表す。ｉ_ｑｓはｑ軸電流を表す。φ_ｄｓはｄ軸固定子磁束を表す。φ_ｑｓはｑ軸固定子磁束を表す。φ_ｄｒはｄ軸回転子磁束を表す。記号「＾」は推定値を表す。

ここで一次角周波数は下記（３）式のように与える。ｈ_４１からｈ_４２はオブザーバゲインを表す。

上記（１）式および上記（２）式は通常の誘起電圧に基づく式であるが、上記（１）式および上記（２）式に変形を加えて拡張誘起電圧の形式で表現しても同様の計算ができる。上記（１）式には推定角速度ω＾_ｒが含まれるため、推定角速度ω＾_ｒと実際の角速度ω_ｒとが一致していない場合、電流推定に誤差が生じる。ここではモデル偏差εを下記（４）式のように定義し、速度推定装置１０１はモデル偏差εが零になるよう、第１の角速度推定部２１と第２の角速度推定部２２を用いて推定角速度ω＾_ｒの値を調整する。

実施の形態１に係る速度推定装置１０１と従来の適応オブザーバとが異なる点は、速度推定装置１０１は第２の角速度推定部２２を有している点である。以下では従来の適応オブザーバに関して説明する。

図２は比較例に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図である。図２には、従来の適応オブザーバを用いたセンサレスベクトル制御方式により動作する速度推定装置１０１Ａが示される。速度推定装置１０１Ａの適応オブザーバは特開２００３−３０２４１３号公報に開示され、速度推定装置１０１Ａでは、第１の角速度推定部２１のみでモデル偏差εを零に調整しようとしていた。

図２に示す速度推定装置１０１Ａでは、第１の角速度推定部２１が不図示のＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器および積分器により構成される。速度推定装置１０１Ａは下記（５）式により推定角速度ω＾_ｒを調整する。Ｋ_Ｐは第１の角速度推定部２１の比例ゲインを表す。Ｋ_Ｉは第１の角速度推定部２１の積分ゲインを表す。ｓはラプラス変換の演算子であり、ｓは微分、1/sは積分の意味を表す。速度推定装置１０１Ａが有する第１の角速度推定部２１の構成は一例であり、他の制御器を用いても良い。例えば、特開２００３−３０２４１３号公報によれば、積分器を用いずＰＩ制御のみで第１の角速度推定部２１を構成した事例が公知である。

なお推定角速度ω＾_ｒからモデル偏差εまでの伝達関数Ｇａ（ｓ）は、非特許文献である電気学会論文誌「低速・回生領域を含む誘導電動機の速度センサレスベクトル制御法」（Ｄ１２０巻２号 平成１２年）の２２６頁で公知であり、下記（６）式のように一次遅れで近似できる。

図３は図２に示す速度推定装置のボード線図である。横軸は周波数を表し、縦軸はゲインを表す。図３において点線で示す（１）の第１の角速度推定部２１の伝達関数は、低域のゲインが高くなるように設計される。（１）の伝達関数では、周波数が高くなるほどゲインが減少する。低域ではゲインが−４０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの割合で減少し、折れ点より高い周波数では−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの割合で減少する。

図３において点線で示す（２）の伝達関数Ｇａ（ｓ）は、上記（６）式の伝達関数Ｇａ（ｓ）に相当し、推定角速度ω＾_ｒからモデル偏差εまでの一次遅れ特性を持つため、遮断角周波数よりも高い周波数域では−２０ｄＢ／ｄｅｃａｄｅの割合でゲインが減少する。

これらの２つの伝達関数を足し合わせると、図３において実線で示す（３）の開ループ特性の伝達関数が得られる。

上記（５）式のＰＩ制御ゲイン、すなわち第１の角速度推定部２１の比例ゲインＫ_Ｐと第１の角速度推定部２１の積分ゲインＫ_Ｉとを十分に大きく取ることができれば、高い周波数の速度脈動を正確に推定できる。ところが、推定演算周期およびモータ定数の誤差の影響によりゲインが制約される。無理にゲインを上げると高周波雑音の影響を受けやすくなり、適切に推定できなくなる。そのため、比較例の速度推定装置１０１Ａでは高周波の速度脈動を捉えることが難しかった。

図４は本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置のボード線図である。図４の（１）および（２）の伝達関数は図３の（１）および（２）の伝達関数と同じものである。一点鎖線で示す（３）の伝達関数は、図１に示す第２の角速度推定部２２の伝達関数の特性である。実線で示す（４）の特性は、（１）から（３）の伝達関数を足し合わせて得られる開ループ特性である。図１に示す第２の角速度推定部２２は、高周波の速度脈動を捉えるように、特定の周波数にピークをもつ制御器である。速度推定装置１０１は、第１の角速度推定部２１と第２の角速度推定部２２とを併用することによって開ループ特性を変化させる。そして第２の角速度推定部２２は、高域の周波数域すべてのゲインを上げるのではなく、周期外乱によって速度脈動の発生が予想されうる特定の周波数帯域のみゲインを上げる。これにより速度の推定精度を高めることができる。

図５は本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置のハードウェア構成図である。図１では記載を省略したが、電圧ベクトルは図５に示す電圧印加部３である電力変換器により生成されて速度推定装置１０１に入力される電圧指令に相当する。また電流ベクトルは図５に示す電流検出部４により生成される。電流検出部４は、不図示の駆動装置から交流電動機２に向けて出力される交流電流を検出し、検出した交流電流をｄｑ座標軸上におけるｄｑ軸電流検出値に変換したものである。

速度推定装置１０１は、プロセッサ９０１およびメモリ９０２を備える。メモリ９０２はランダムアクセスメモリに代表される不図示の揮発性記憶装置と、フラッシュメモリを代表とする不図示の不揮発性の補助記憶装置とを備える。なおメモリ９０２は、揮発性記憶装置と不揮発性の補助記憶装置との代わりに、ハードディスクの補助記憶装置を具備してもよい。プロセッサ９０１は、メモリ９０２から入力されたプログラムを実行する。メモリ９０２が補助記憶装置と揮発性記憶装置とを具備するため、プロセッサ９０１に、補助記憶装置から揮発性記憶装置を介してプログラムが入力される。またプロセッサ９０１は、演算結果のデータをメモリ９０２の揮発性記憶装置に出力しても良いし、揮発性記憶装置を介して補助記憶装置に前記データを保存しても良い。

電圧印加部３および電流検出部４に関しては様々な方式が検討されているが、基本的にはどの方式を用いても構わない。なお電圧印加部３および電流検出部４は速度推定装置１０１の内部に設けてもよい。また速度推定装置１０１は、電圧印加部３が出力する電圧ベクトルを検出する電圧検出手段を有しても良い。この場合、電圧印加手段は電圧ベクトルの指令値をプロセッサ９０１へ送信し、電圧検出手段によって検出された電圧に関する数値がプロセッサ９０１へ送信されるように構成してもよい。電流検出部４も同様に検出した数値をプロセッサ９０１へ送信するように構成してもよい。

プロセッサ９０１は交流電動機２の電流ベクトルと電圧ベクトルとに基づき推定角速度ω＾_ｒを演算する。プロセッサ９０１が前述した第２の角速度推定部２２の演算を行うことにより、周期外乱による速度脈動を高精度に推定できる。なおプロセッサ９０１は交流電動機２の駆動装置を兼ねても良い。つまりプロセッサ９０１は、速度推定を行うだけでなく、推定速度が所望の値になるような電圧指令ベクトルを計算するように構成してもよい。位置センサレスでトルク制御を行う方法は前述した非特許文献をはじめ、様々な方法が公知である。

図６Ａは図１に示す第１の角速度推定部および第２の角速度推定部の詳細構成を示す図である。上記（５）式で説明したように、第１の角速度推定部２１は、モデル偏差εに基づき第１の推定角加速度を演算するＰＩ制御器２４と、第１の推定角加速度を積分して第１の推定角速度ω＾_ｒ１を出力する積分器２５とを備える。積分器２５の出力の次元が速度であるため、ＰＩ制御器２４は第１の角加速度推定部と称する。図５のボード線図で説明した通り、第１の推定角加速度は実角速度の直流成分を含む低周波成分として推定される。

一方、第２の角加速度推定手段である第２の角速度推定部２２は、周期外乱の周波数ｆｄとモデル偏差εとに基づき第２の推定角加速度を演算する第２の角加速度推定部３０と、第２の推定角加速度を積分して第２の推定角速度ω＾_ｒ２を出力する積分器３１とを備える。

第２の角加速度推定部３０は、モデル偏差εの特定の高周波数成分を直流化して抽出するフーリエ係数演算器２６と、フーリエ係数演算器２６で抽出された高周波成分に基づき角加速度の推定誤差を修正する角速度補助演算器であるＰＩ制御器２７およびＰＩ制御器２８と、ＰＩ制御器２７およびＰＩ制御器２８の出力を交流に復元する交流復元器２９とを備える。なお、ここでは周波数分析器としてフーリエ係数演算器２６を用いているが、例えばウェーブレット変換のような別種の周波数分析手法を用いても良い。

フーリエ係数演算器２６はモデル偏差εの特定の高周波数成分を抽出する。周期外乱の周波数をｆ_ｄとおいた場合、モデル偏差εの余弦係数Ｅ_ｃおよび正弦係数Ｅ_ｓは下記（７）式および下記（８）式によって計算される。ｔは時間を表す。

ＰＩ制御器２７はモデル偏差εの余弦係数Ｅ_ｃを下記（９）式のようにＰＩ制御する。ＰＩ制御器２８はモデル偏差εの正弦係数Ｅ_ｓを下記（１０）式のようにＰＩ制御する。交流復元器２９は、ＰＩ制御器２７でＰＩ制御された余弦係数Ｅ_ｃとＰＩ制御器２８でＰＩ制御された正弦係数Ｅ_ｓとを用いて下記（１１）式の演算を行うことにより、実角加速度の特定の高周波成分として第２の角加速度が推定できる。Ｋ_Ｐ２は第２の角速度推定部２２の比例ゲインを表し、Ｋ_Ｉ２は第２の角速度推定部２２の積分ゲインを表し、文字の上のドットは微分の階数を表す。

積分器３１は交流復元器２９で推定された第２の角加速度を下記（１２）式により積分して第２の推定角速度ω＾_ｒ２を求める。第２の推定角速度ω＾_ｒ２は実角速度の特定の高周波成分として演算される。

最終的に角速度の推定式は下記（１３）式で表される。すなわち加算器２３が、第１の角速度推定部２１で演算された第１の推定角速度ω＾_ｒ１に、積分器３１で演算された第２の推定角速度ω＾_ｒ２を加算することにより、下記（１３）式の推定角速度ω＾_ｒが得られる。

上記（１３）式と上記（５）式との違いは、上記（１３）式では第２の推定角速度ω＾_ｒ２が用いられている点である。第２の角速度推定部２２はモデル偏差εの任意調波を正弦波と余弦波に分けて直流化して抽出し、それが零になるようにＰＩ制御を行い、ＰＩ制御の出力を交流に復元し、それを積分することで実角速度の高周波成分を推定することにより、特定の周波数の部分だけゲインを上げている。そのため、周期外乱に起因する速度の脈動成分を第２の推定角速度ω＾_ｒ２として高精度に推定することができる。なお、上述の第２の角速度推定部２２は、一種の繰り返し制御器あるいは学習制御器の構造を取っている。よって上記の第２の角速度推定部２２の代わりに別種の繰り返し制御器や学習制御器を用いても良い。また、実施の形態２で詳述するが、図６Ａの積分器３１を省略して交流復元器２９の出力を第２の推定角速度として取り扱っても良い。

図７Ａは図２に示す従来の交流電動機の速度推定装置によるシミュレーション結果を示す図であり、図７Ｂは本発明の実施の形態１に係る交流電動機の速度推定装置によるシミュレーション結果を示す図である。図７Ａおよび図７Ｂのそれぞれの縦軸は角速度を表し、横軸は時間を表す。

従来の速度推定装置１０１Ａでは、周期外乱によって高周波の速度脈動が生じた場合、図７Ａに示すように点線で示す実際の角速度ω_ｒに対して実線で示す推定角速度ω＾_ｒの位相が遅れる。また実際の角速度ω_ｒと推定角速度ω＾_ｒとの間には振幅の誤差も生じている。このように従来の速度推定装置１０１Ａでは速度推定精度が低い。

これに対して実施の形態１に係る速度推定装置１０１では、図７Ｂに示すように、実際の角速度ω_ｒと推定角速度ω＾_ｒとの位相差が低減され、実際の角速度ω_ｒと推定角速度ω＾_ｒとの振幅差も低減される。すなわち実施の形態１に係る速度推定装置１０１では、角速度の推定誤差が格段に減少しており、角速度の推定精度が向上している。なお図７Ａおよび図７Ｂのそれぞれに示される実際の角速度ω_ｒの振幅が多少異なる理由は、速度推定装置１０１では、推定角速度ω＾_ｒの位相遅れによって速度制御に悪影響を受けたためである。実施の形態１に係る速度推定装置１０１では、速度を精度良く推定できるだけでなく、それを制御に用いた場合、制御性能を向上させるのに役立つ。

また実施の形態１に係る速度推定装置１０１における角速度の推定方式のもう１つの特徴は、微分演算を行わずに角加速度を推定している点である。角速度から角加速度を求めるには通常、微分演算が必要であるが、微分演算ではノイズが生じやすい。一般には、微分ノイズの影響を避けるため、ローパスフィルタが用いられるが、ローパスフィルタによって高周波域の角加速度の推定精度が劣化してしまう。実施の形態１に係る速度推定装置１０１は、微分を行わずに角加速度を求めているため、実施の形態１に係る速度推定装置１０１では、ノイズの影響の小さい波形が得られ、後述する速度脈動抑制制御を行いやすくなる。

実施の形態２．
図６Ｂは本発明の実施の形態２に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図である。実施の形態１、２の相違点は、実施の形態２に係る速度推定装置１０１では、実施の形態１に係る速度推定装置１０１の構成から積分器２５と積分器３１とが省略されている点である。具体的には、実施の形態２に係る速度推定装置１０１では、第１の角速度推定部２１の代わりに第１の角速度推定部２１Ａが用いられ、第２の角速度推定部２２の代わりに第２の角速度推定部２２Ａが用いられ、第１の角速度推定部２１Ａでは、積分器２５が省略され、第２の角速度推定部２２Ａでは、積分器３１が省略されている。

第２の角速度推定部２２Ａにおいて、ＰＩ制御器２７はモデル偏差εの余弦係数Ｅ_ｃを下記（１４）式のようにＰＩ制御する。Ｋ_Ｐ３は第２の角速度推定部２２Ａの比例ゲインを表し、Ｋ_Ｉ３は第２の角速度推定部２２Ａの積分ゲインを表す。

また、ＰＩ制御器２８はモデル偏差εの正弦係数Ｅ_ｓを下記（１５）式のようにＰＩ制御する。

交流復元器２９は、ＰＩ制御器２７でＰＩ制御された余弦係数Ｅ_ｃとＰＩ制御器２８でＰＩ制御された正弦係数Ｅ_ｓとを用いて下記（１６）式の演算を行うことにより、実角速度の特定の高周波成分として第２の角速度が推定できる。

実施の形態２において、最終的に角速度の推定式は下記（１７）式で表される。Ｋ_Ｐ４は第１の角速度推定部２１Ａの比例ゲインを表し、Ｋ_Ｉ４は第１の角速度推定部２１Ａの積分ゲインを表す。すなわち加算器２３が、第１の角速度推定部２１Ａで演算された第１の推定角速度ω＾_ｒ１Ａに、交流復元器２９で演算された第２の推定角速度ω＾_ｒ３を加算することにより、下記（１７）式の推定角速度ω＾_ｒが得られる。

前述の通り、特開２００３−３０２４１３号公報における従来例では、積分器２５を用いずＰＩ制御のみで第１の角速度推定部２１を構成した事例が公知である。それと同様に積分器３１を用いずに第２の角速度推定部２２を構成することも可能である。図６Ｂに示す速度推定装置１０１を構成した場合も、実施の形態１に係る速度推定装置１０１と同様に、積分器２５を持たない上記従来例に比べ高周波の速度脈動を正確に推定できる。その理由に関しては実施の形態１で説明した内容と重複するので、説明を割愛する。

実施の形態２の類例として、第１の角速度推定部２１が積分器２５を備え、かつ、第２の角速度推定部２２が積分器３１を備えない構成や、第１の角速度推定部２１が積分器２５を備えず、かつ、第２の角速度推定部２２が積分器３１を備える構成も考えられる。

速度の推定精度に関して言えば実施の形態２は実施の形態１に劣るが、推定演算に要する演算量の点では積分演算を省略している分、実施の形態２のほうが有利である。そのため、図５に示すプロセッサ９０１の演算性能が低く、少しでも計算量を減らしたい場合には実施の形態２の構成が好適である。ただし、詳細は後述するが、実施の形態６で説明する速度脈動抑制制御を行う場合には実施の形態１に係る速度推定装置１０１の構成が好適である。

実施の形態３．
図８は本発明の実施の形態３に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図である。実施の形態１、３の相違点は、実施の形態２に係る速度推定装置１０１は、実施の形態１に係る速度推定装置１０１の構成に加えて抑制周波数決定部３２を備える点である。

交流電動機２に加わる周期外乱の多くは、交流電動機２の角速度に同期している。シングルロータリー型の冷媒圧縮機では、機械角速度の１ｆ成分の振動が非常に大きい。圧縮室を２つに増やしたツインロータリー型の冷媒圧縮機では、機械角速度の２ｆ成分の振動が大きい。スクロール型の圧縮機では、その構造上、振動のピークが分散するが、電気角１ｆ、２ｆ、３ｆの振動が比較的大きい。交流電動機２の誘起電圧の歪、または電力変換器の上下短絡防止時間に起因する出力電圧誤差は、電気角周波数の６ｆの振動の原因となる。電流検出器のオフセットおよびゲインアンバランスは、それぞれ電気角１ｆの振動および電気角２ｆの振動の原因となる。このように、周期外乱の周波数ｆ_ｄは交流電動機２の角速度の関数として表せることが多い。

実施の形態３に係る速度推定装置１０１は、周期外乱の周波数ｆ_ｄが交流電動機２の角速度に同期して変化することを想定して、抑制周波数決定部３２を備える。抑制周波数決定部３２は、加算器２３から出力された推定角速度ω＾_ｒから周期外乱の周波数ｆ_ｄを計算する。周期外乱の周波数ｆ_ｄは交流電動機２の角速度の関数として表せることが多いので、ここでは周期外乱の周波数ｆ_ｄと交流電動機２の角速度ω_rとの比率ｆ_ｄ/ω_rをγとおく。γは周期外乱の発生要因によって異なる値となる。例えば、周期外乱が機械角速度の１ｆ振動である場合、γ＝１／（２πＰ_m）であるし、周期外乱が電気角速度の６ｆ振動である場合、γ＝６／（２π）である。ただし、Ｐ_mは交流電動機の極対数を意味する。ｍは１以上の自然数である。

抑制周波数決定部３２は、周期外乱の発生要因によって決定される比率γを推定角速度ω＾_ｒに乗じることで周期外乱の周波数ｆ_ｄ、すなわち抑制周波数を決定する。交流電動機２に加わる様々な周期外乱のうち、どの周期外乱要素を抑制するかは速度推定装置１０１の設計者が任意に決めて良い。通常は速度推定に及ぼす影響の大きい周期外乱要素を抑制するように設計する。抑制周波数決定部３２で計算された周期外乱の周波数ｆ_ｄは、フーリエ係数演算器２６の演算に用いられる。これにより、交流電動機２の速度が変化した場合でも、正確な速度推定を行うことができる。

実施の形態４．
図９は本発明の実施の形態４に係る交流電動機の速度推定装置の構成を示す図である。実施の形態４では複数の周波数の周期外乱によって速度が脈動しているケースについて説明する。実施の形態４に係る速度推定装置１０１は、第１の周期外乱によって生じる実角速度の第１の高周波成分として第２の推定角速度を演算する第２の角速度推定部２２に加え、第２の周期外乱によって生じる実角速度の第２の高周波成分として第３の推定角速度を演算する第３の角速度推定部３３を備える。第３の角速度推定部３３の構成は第２の角速度推定部２２の構成と同じであるが、第２の角速度推定部２２には第１の周期外乱の周波数が入力されるのに対して、第３の角速度推定部３３には第２の周期外乱の周波数が入力される点が異なる。なお図５に示すプロセッサ９０１の演算処理能力に余裕がある場合には、速度推定装置１０１ではより多くの角速度推定部を並列化しても良い。図９では第（ｎ−１）の周期外乱による速度推定誤差を減らす第ｎの角速度推定部３４を備える。ただし、ｎは３以上の正の整数である。

このように複数の角速度推定部を並列化することで、複数の周波数の周期外乱が加わった場合でも速度の推定精度を高めることが可能である。

実施の形態５．
図１０は本発明の実施の形態５に係る交流電動機の駆動装置の構成を示す図である。以下では実施の形態５に係る交流電動機の駆動装置を単に駆動装置１０２と称する場合がある。駆動装置１０２は、実施の形態１、実施の形態２または実施の形態３に係る速度推定装置１０１と、速度制御部５と、電圧印加部であるトルク制御部６と、加算器７と、周期外乱によって生じる速度脈動を軽減する補償トルク信号を生成する補償トルク演算部８とを備える。速度制御部５には一般的にＰＩＤ制御器が使用され、速度制御部５は、速度偏差が零になるように、速度偏差をもとに比例、積分および微分操作を行ってトルク指令を生成する。上記の速度偏差は速度偏差＝角速度指令−推定角速度として求められる。なお速度制御部５では、角速度指令からフィードフォワードでトルク指令が生成される場合もあり、ＰＩＤ制御器とフィードフォワード制御器とが併用される場合もある。トルク制御部６は図５に示す電圧印加部３を内包している。

なお実施の形態５では、速度推定装置１０１は、第１の推定角加速度に第２の推定角加速度を加算して推定角加速度を演算する加算器３５を備える。補償トルク演算部８は、速度推定装置１０１で演算された推定角加速度に基づき外乱トルクを推定する外乱トルク推定部（不図示）を備え、外乱トルク推定部により推定された外乱トルクを基に補償トルク信号を生成する。

また駆動装置１０２は、交流電動機２に流れる電流を検出する不図示の電流検出部を備える。当該電流検出部は図５に示される電流検出部４に相当する。

実施の形態５では外乱オブザーバによる速度脈動の補償について説明する。駆動装置１０２は、速度制御部５だけでは速度脈動が抑え込めないとき、補償トルク演算部８により脈動補償を行う。トルク制御部６が指令値通りにトルクをコントロールできる場合、交流電動機２の角速度ω_ｒは下記（１８）式で表される。ただしＪはイナーシャを表し、τ^＊はトルク指令を表し、τ_Ｌは負荷トルクであり、ｓはラプラス変換の演算子である。

上記（１８）式を変形すると下記（１９）式が得られる。

上記（１９）式は負荷トルクτ_Ｌの方程式である。イナーシャが既知であるとすれば、負荷トルクτ_Ｌは推定角加速度とトルク指令τ^＊とから計算できる。補償トルク演算部８内の外乱トルク推定部（不図示）は、負荷トルクτ_Ｌと加算器３５で演算された推定角加速度とに基づき、負荷トルクτ_Ｌを推定する。上記（１９）式の計算を行うにあたって、交流電動機２の温度変化や特性ばらつきによって指令トルクと、モータが実際に発生する発生トルクとが一致しないような場合には、発生トルクを測定する発生トルク測定手段をさらに備えても良い。

補償トルク演算部８は推定負荷トルクを基に、速度脈動を補償する補償トルクを決定する。速度脈動を零にしたいのであれば、負荷トルクτ_Ｌとトルク指令τ^＊とを一致させれば良いため、上記（１９）式により推定した負荷トルクτ_Ｌを補償トルクとして、トルク指令τ^＊に加えればよい。通常は、ノイズに対する感度を下げるため、推定負荷トルクにローパスフィルタを掛け、制御系の安定性を確保する。なお、推定された負荷トルクτ_Ｌのうち、特定の高周波数の周期外乱成分だけを打ち消したい場合には、バンドパスフィルタを使用してもよい。なお、フーリエ級数展開で特定の高周波数成分だけを抽出し、交流に復元してもバンドパスフィルタと同様の効果が得られる。

このような補償トルクの演算方法は位置センサを用いた制御ではごく一般的な方法だが、従来の位置センサレス制御では使用することができなかった。その理由は、従来の位置センサレス制御では高周波の速度脈動を高精度に捉えることができなかったからである。

実施の形態５に係る駆動装置１０２は、実施の形態１、実施の形態３または実施の形態４に係る速度推定装置１０１を用いることで、高周波の速度脈動を高精度に捉えることができる。そのため、位置センサレス制御でも上記の補償トルクの演算方法を使用でき、速度脈動を低減することができる。

また実施の形態５では、周期外乱が交流電動機２に接続された機械負荷装置の負荷トルク脈動であり、実施の形態５に係る補償トルク演算部８は、当該負荷トルク脈動によって生じる速度脈動を抑制する。

また実施の形態５では、周期外乱が、電圧印加部の短絡防止時間に起因して生じるトルクリプルと、交流電動機２の誘起電圧の歪に起因するトルクリプルと、電流検出部４のオフセット誤差に起因するトルクリプルと、電流検出部４の電流検出ゲイン誤差に起因するトルクリプルとの何れかであり、補償トルク演算部８は、当該トルクリプルによって生じる速度脈動を抑制する。これにより事前調整なしで高周波の速度脈動を抑制することが可能となる。

実施の形態６．
図１１は本発明の実施の形態６に係る交流電動機の駆動装置の構成を示す図である。実施の形態５と実施の形態６の相違点は、実施の形態６に係る駆動装置１０２では、実施の形態５に係る駆動装置１０２の補償トルク演算部８に代えて、速度脈動を抑えるように動作する速度脈動抑制部９が用いられていることである。

速度脈動抑制部９は、速度推定装置１０１で演算された推定角速度ω＾_ｒに基づき、周期外乱によって生じる速度脈動を軽減する補償トルク信号である補償トルクτ^* _ｒｉｐを生成する。速度脈動抑制部９は速度脈動演算器９１、ＰＩ制御器９２、ＰＩ制御器９３および交流復元器９４を備える。実施の形態６では角加速度振幅を用いた速度脈動の補償について説明する。

まず速度脈動演算器９１では速度脈動の振幅が計算される。推定速度をそのままフーリエ級数展開しても良いが、後述する理由により以下の手順で計算を行う。ここでは、速度脈動ω_ｒｉｐが下記（２０）式で与えられるとする。第２の角速度推定部２２で求めた推定加速度を下記（２１）式のように積分し、下記（２０）式および下記（２１）式を係数比較すると、速度脈動の余弦成分である余弦係数Ω＾_ｃは下記（２２）式から求められ、正弦成分である余弦係数Ω＾_ｓは下記（２３）式から求められることがわかる。

これらの値が零になるように下記（２４）式、下記（２５）式のＰＩ制御演算を行い、補償トルクτ^* _ｒｉｐの振幅Ｔ_ｃ、Ｔ_ｓを決定する。ただしＫ_Ｐ３は速度脈動抑制部９の比例ゲインを表し、Ｋ_Ｉ３は速度脈動抑制部９の積分ゲインを表す。

上記（２０）式の速度脈動ω_ｒｉｐを微分すると、トルク脈動と速度脈動との間には９０度の位相差があることがわかる。そこで下記（２６）式のように、位相を９０度進めて補償トルクτ^* _ｒｉｐを決定する。

このような制御を行うことによって、位置センサレス制御でも高周波の速度脈動を軽減できる。この速度脈動抑制の原理は特許文献１の方式に類似しているが、従来の位置センサレス制御では高周波の速度脈動を正しく推定できなかったため、特許文献１の手法を組み合わせることが困難であった。実施の形態１から４に係る速度推定装置１０１が無ければ、高周波の速度脈動抑制は困難である。

また実施の形態６では速度脈動抑制制御の効果を高めるため、以下の工夫を行っている。特許文献１では速度をフーリエ級数展開して制御を行うが、推定速度をそのままフーリエ級数展開しようとすると、計算量が増えるだけでなく、計算に伴う制御遅れ時間が増え、制御ゲインを上げにくくなる。そのため実施の形態６に係る駆動装置１０２では、上記（２２）式および上記（２３）式に示す単純な計算式で速度脈動を算出している。

また特許文献１の補償トルクτ^* _ｒｉｐの演算式は、下記（２７）式により表される。ところが特許文献１ではトルク脈動と速度脈動との間の位相差が考慮されていないため、位相余裕が小さくなってしまい、高周波の速度脈動を抑制しにくい。

そこで実施の形態６に係る駆動装置１０２は、上記（２６）式のように位相差を考慮して補償トルクτ^* _ｒｉｐを決定することにより、位相余裕が確保されて速度脈動抑制制御が安定化するように構成されている。

図１２Ａは特許文献１に開示される速度制御方法によるシミュレーション結果を示す図であり、図１２Ｂは本発明の実施の形態６に係る交流電動機の駆動装置によるシミュレーション結果を示す図である。図１２Ａおよび図１２Ｂのそれぞれの縦軸は速度偏差の振幅を表し、横軸は周波数を表す。図１２Ａおよび図１２Ｂは、機械角１ｆの負荷トルク脈動を発生させる冷媒圧縮機を高速回転させたときの速度脈動のＦＦＴ結果を比較したものである。機械角１ｆの速度脈動が消えるように制御系の設計を行ったところ、実施の形態５の制御により機械角１ｆの速度脈動が低減された。図１２Ｂでは機械角１ｆの負荷トルク脈動をターゲットにしたが、本発明は他の周波数の周期外乱に対しても有効である。また、複数の周期外乱の影響を同時に抑えたいのならば、速度脈動抑制部９を並列化しても良い。

以上に説明したように実施の形態１から４に係る速度推定装置１０１によれば、第１の角速度推定部２１および第２の角加速度推定部３０を備えることにより高周波の速度脈動を高精度に推定でき、また実施の形態５、６に係る駆動装置１０２によれば、事前調整することなくこの速度脈動を補償することができる。

実施の形態７．
図１３は本発明の実施の形態７に係る冷媒圧縮機の構成を示す図である。実施の形態７に係る冷媒圧縮機２００は、実施の形態６に係る駆動装置１０２と圧縮機構２ａとを備える。図１３に示す圧縮機構２ａは交流電動機２、シャフト２０１および圧縮部２０２を備える。実施の形態７に係る冷媒圧縮機２００は、交流電動機２の速度脈動を軽減するため、実施の形態６に係る第２の角速度推定部２２および速度脈動抑制部９を備える。

次に図１４を用いて圧縮機構２ａの構造と負荷トルクについて具体的に説明する。

図１４は図１３に示す圧縮機構の断面図である。ここではローリングピストン式の圧縮機構２ａについて説明するが、実施の形態７に係る冷媒圧縮機２００に用いられる圧縮機構２ａはローリングピストン式に限定されるものではなく、スクロール式の圧縮機でもよい。

圧縮機構２ａは、密閉容器２１１と、密閉容器２１１に内蔵される交流電動機２と、交流電動機２を構成するロータ２−１に一端が貫通するシャフト２０１と、シャフト２０１の他端が貫通し密閉容器２１１の内側に固定される圧縮部２０２と、密閉容器２１１に設けられた吸入パイプ２０３と、密閉容器２１１に設けられた吐出パイプ２０４とを備える。

交流電動機２のステータ２−２は、密閉容器２１１に焼嵌め、冷嵌め、または溶接により取り付けられ保持されている。ステータ２−２のコイル２−３には不図示の電線を介して電力が供給される。ロータ２−１は、ステータ２−２の内側に隙間２−４を介して配置され、ロータ２−１の中心部のシャフト２０１を介して、不図示の軸受により回転自在な状態で保持されている。

このように構成された圧縮機構２ａにおいて、交流電動機２が駆動することにより、吸入パイプ２０３を介して圧縮部２０２内に吸入された冷媒が圧縮され、圧縮された冷媒が吐出パイプ２０４から吐出される。圧縮機構２ａでは交流電動機２が冷媒に浸かる構造を取る場合が多く、温度変化が激しいことから交流電動機２に位置センサを取り付けることは難しい。そのため冷媒圧縮機２００では、交流電動機２を位置センサレス駆動しなければならない。

図１５は図１３に示す圧縮部の構成を示す図である。圧縮部２０２は、環状のシリンダ２１２と、シャフト２０１と一体で回転自在に形成されてシリンダ２１２の内側に配置されるピストン２０５と、シリンダ２１２の内周部に設けられた圧縮室２１３とを有する。

シリンダ２１２は、図１４に示す吸入パイプ２０３と連通する吸入口２０６と、圧縮された冷媒を吐き出す吐出口２０７とを備える。吸入口２０６および吐出口２０７は圧縮室２１３と連通している。またシリンダ２１２は、圧縮室２１３を吸入パイプ２０３に通じる低圧室と吐出口２０７に通じる高圧室とに区画するベーン２１０と、ベーン２１０を付勢するバネ２０９とを備える。

シャフト２０１は交流電動機２とピストン２０５とを相互に接続するものである。ピストン２０５は偏心しており、回転角度によって、吐出側と吸入側の容積が変化するようになっている。吸入口２０６から吸入された冷媒はピストン２０５によって圧縮され、圧縮室２１３の圧力が高まると、吐出弁２０８が開き、吐出口２０７から冷媒が吐出される。冷媒が吐出されると同時に吸入側には冷媒が流れ込む。交流電動機２を回し続けると、ピストン２０５の機械角１回転につき１度、冷媒が吐出される。

図１６は図１５に示すローリングピストン式の圧縮機構における負荷トルクの波形を示す図である。図１６の縦軸は負荷トルクを表し、横軸はピストン２０５の機械角である回転角度を表す。図１６ではピストン２０５の機械角に対する負荷トルクの変動が示される。図１５では１つの圧縮室２１３が示されるが、シリンダ２１２には複数の圧縮室２１３も設けても良い。ここでは圧縮室２１３の数をｋとおくことにする。ｋ＝１、すなわち圧縮室２１３が１つの場合の負荷トルクは機械角周期で大きく振動する。二次および三次の高調波も負荷トルク波形には含まれるが、一次の振動が最も大きい。

複数の圧縮室２１３を設ける場合には、ピストン２０５の角度をずらして設置することで負荷トルク脈動を小さくすることができる。圧縮室２１３の数を増やすほど脈動の小さい波形が得られるが、構造的に複雑になりコストが増加する。負荷トルク脈動の周期は圧縮室２１３の数に反比例して短くなる。ｋ＝２、すなわち圧縮室２１３が２つの場合の負荷トルクは二次高調波成分が大きく、ｋ＝３、すなわち圧縮室２１３が３つの場合の負荷トルクは三次高調波成分が大きくなる。

圧縮機構２ａの負荷トルク脈動は交流電動機２に対しては周期外乱となるため、速度脈動の要因となる。圧縮機構２ａでは速度脈動が大きいと、騒音および振動が大きくなることが一般に知られている。

ただし、負荷トルク脈動および速度脈動の周波数は、圧縮機構２ａの構造によって決まるため、既知である。実施の形態７に係る冷媒圧縮機２００は、そのことを利用して図１３に示す制御系を構築する。冷媒圧縮機２００は、第２の角速度推定部２２により速度脈動の特定周波数成分を高精度に推定し、速度脈動抑制部９でその脈動を抑えこむような補償トルクτ^* _ｒｉｐを演算する。これにより事前調整を行わずとも速度脈動を低減することが可能となる。事前調整が不要になることで、出荷前の調整コストが大幅に低減でき、非常に有用である。

なお実施の形態７では、実施の形態６に係る駆動装置１０２および圧縮機構２ａを用いた冷媒圧縮機２００の構成例を説明したが、実施の形態７に係る冷媒圧縮機２００は、これらに代えて実施の形態５に係る第２の角速度推定部２２および補償トルク演算部８を用いてもよく、このように構成した場合でも同様の効果を得ることができる。

実施の形態８．
図１７は本発明の実施の形態８に係る冷凍サイクル装置の構成を示す図である。図１７に示される冷凍サイクル装置３００は、交流電動機の駆動装置１０２と、圧縮機構２ａと、圧縮機構２ａに配管３０５を介して接続される凝縮器３０１と、凝縮器３０１に配管３０５を介して接続される受液器３０２と、受液器３０２に配管３０５を介して接続される膨張弁３０３と、膨張弁３０３に配管３０５を介して接続される蒸発器３０４とを備える。蒸発器３０４は吸入パイプ２０３に接続される。

圧縮機構２ａ、凝縮器３０１、受液器３０２、膨張弁３０３、蒸発器３０４および吸入パイプ２０３が配管３０５で接続されることにより、圧縮機構２ａ、凝縮器３０１、受液器３０２、膨張弁３０３、蒸発器３０４および吸入パイプ２０３は冷媒が循環する冷凍サイクル回路３０６を構成する。冷凍サイクル回路３０６では、冷媒の蒸発、圧縮、凝縮および膨張という工程が繰り返され、冷媒が液体から気体へ、または気体から液体へと変化を繰り返しながら、熱の移動が行われる。

冷凍サイクル装置３００を構成する各機器の機能を説明する。蒸発器３０４は低圧の状態で冷媒液を蒸発させ、周囲より熱を奪い、冷却作用を有するものである。圧縮機構２ａは冷媒を凝縮させるために冷媒ガスを圧縮して高圧のガスにするものである。圧縮機構２ａは実施の形態４、５に係る駆動装置１０２によって駆動される。凝縮器３０１は熱を放出して高圧の冷媒ガスを凝縮して、冷媒液にするものである。膨張弁３０３は冷媒を蒸発させるために、冷媒液を絞り膨張して低圧の液体にするものである。受液器３０２は循環する冷媒量の調節のために設けられるもので、小型の装置では省略しても良い。

一般的に冷凍サイクル装置には静音性の向上とコストの低減とが要求される。家庭用の冷凍サイクル装置では特に低コスト化の要求が高く、シングルロータリー圧縮機が使用されることが多い。シングルロータリー圧縮機とは図１４および図１５で説明したロータリー圧縮機であり、圧縮室２１３を１つのみ備えるタイプの圧縮機である。ロータリー圧縮機は負荷トルク脈動が非常に大きいため、振動および騒音が大きくなりがちである。一方、前述したように従来のフィードフォワード制御方式では、振動および騒音を抑制するために煩雑な制御調整が必要であった。

実施の形態８に係る冷凍サイクル装置３００は、駆動装置１０２が速度脈動を自動的に零にするようにフィードバック制御をするため、出荷前の調整に掛かるコストを格段に低減することができる。また実施の形態８によれば、フィードバック制御で速度脈動を抑えこむことにより、製造時のバラつき、モータの定数変動、および圧縮機の負荷条件の変化にも柔軟に対応できるようになり、耐環境性の高い冷凍サイクル装置３００を実現することができる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

２ 交流電動機、２−１ ロータ、２−２ ステータ、２−３ コイル、２−４ 隙間、２ａ 圧縮機構、３ 電圧印加部、４ 電流検出部、５ 速度制御部、６ トルク制御部、７，２３，３５ 加算器、８ 補償トルク演算部、９ 速度脈動抑制部、１１ モデル偏差演算部、１２ 電流推定器、１３ 減算器、１４ 偏差演算器、２１，２１Ａ 第１の角速度推定部、２２，２２Ａ 第２の角速度推定部、２４，２７，２８，９２，９３ ＰＩ制御器、２５，３１ 積分器、２６ フーリエ係数演算器、２９ 交流復元器、３０ 第２の角加速度推定部、３２ 抑制周波数決定部、３３ 第３の角速度推定部、３４ 角速度推定部、９１ 速度脈動演算器、９４ 交流復元器、１０１，１０１Ａ 速度推定装置、１０２ 駆動装置、２００ 冷媒圧縮機、２０１ シャフト、２０２ 圧縮部、２０３ 吸入パイプ、２０４ 吐出パイプ、２０５ ピストン、２０６ 吸入口、２０７ 吐出口、２０８ 吐出弁、２０９ バネ、２１０ ベーン、２１１ 密閉容器、２１２ シリンダ、２１３ 圧縮室、３００ 冷凍サイクル装置、３０１ 凝縮器、３０２ 受液器、３０３ 膨張弁、３０４ 蒸発器、３０５ 配管、３０６ 冷凍サイクル回路、９０１ プロセッサ、９０２ メモリ。

Claims (17)

1. 交流電動機の電圧、電流、および推定角速度に基づきモデル偏差を演算するモデル偏差演算部と、
   前記モデル偏差に基づき実角速度の直流成分を含む低周波成分として第１の推定角速度を演算する第１の角速度推定部と、
   前記モデル偏差に含まれる特定の高周波成分に基づき実角速度の高周波成分として第２の推定角速度を演算する第２の角速度推定部と、
   前記第１の推定角速度と前記第２の推定角速度とを加算する加算器と
   を備え、
   前記第１の推定角速度と前記第２の推定角速度との加算値を前記推定角速度として前記モデル偏差演算部にフィードバックすることを特徴とする交流電動機の速度推定装置。
2. 前記第２の角速度推定部は、
   前記モデル偏差に含まれる特定の高周波成分を直流化して抽出する周波数分析器と、
   前記周波数分析器によって抽出された前記高周波成分に基づき角速度の脈動成分を推定する角速度補助演算器と、
   前記角速度補助演算器の出力を交流に復元する交流復元器と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の速度推定装置。
3. 前記高周波成分は、周期外乱に起因する脈動成分であることを特徴とする請求項１または請求項２に記載の交流電動機の速度推定装置。
4. 抑制する周期外乱の周波数を決定する抑制周波数決定部を備え、
   前記抑制周波数決定部は、交流電動機の角速度と周期外乱の周波数の比率を推定角速度に乗じて抑制周波数を決定することを特徴とする請求項１から請求項３の何れか一項に記載の交流電動機の速度推定装置。
5. 前記第２の角速度推定部をｎ個（ｎは２以上の自然数）備え、
   前記加算器は、前記ｎ個の前記第２の角速度推定部の出力を加算し、
   各前記第２の角速度推定部は、それぞれ異なる周波数の高周波成分に基づき交流電動機の角速度を推定し、
   前記第１の角速度推定部の出力と前記ｎ個の前記第２の角速度推定部の出力との総和を前記推定角速度として前記モデル偏差演算部にフィードバックすることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか一項に記載の交流電動機の速度推定装置。
6. 前記第２の角速度推定部は、前記角速度補助演算器として２つのＰＩ制御器をそれぞれ備え、
   前記周波数分析器は、前記高周波成分を余弦成分と正弦成分に分けて分析し、
   前記２つのＰＩ制御器は、前記周波数分析器によって分けられた余弦成分と正弦成分をそれぞれＰＩ制御して推定角速度の余弦成分と正弦成分を演算し、
   前記交流復元器は、推定角速度の余弦成分と正弦成分に余弦波と正弦波をそれぞれ乗じ、これらを足し合わせることで推定角速度の高周波成分を求めることを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の速度推定装置。
7. 前記第２の角速度推定部は、前記角速度補助演算器として２つのＰＩ制御器と積分器をそれぞれ備え、
   前記周波数分析器は、前記高周波成分を余弦成分と正弦成分に分けて分析し、
   前記２つのＰＩ制御器は、前記周波数分析器によって分けられた余弦成分と正弦成分をそれぞれＰＩ制御して推定角加速度の余弦成分と正弦成分を演算し、
   前記交流復元器は、推定角加速度の余弦成分と正弦成分に余弦波と正弦波をそれぞれ乗じ、これらを足し合わせることで推定加速度の高周波成分を求め、
   前記積分器は推定角加速度の高周波成分を積分し、推定角速度の高周波成分を求めることを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の速度推定装置。
8. 請求項１から請求項７の何れか一項に記載の交流電動機の速度推定装置と、
   前記交流電動機に電圧を印加する電圧印加部と、
   前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部と
   を備え、
   前記速度推定装置が推定した推定角速度と前記交流電動機に流れる電流とから前記交流電動機に印加する電圧を決定することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
9. 請求項７に記載の交流電動機の速度推定装置と、
   前記交流電動機に電圧を印加する電圧印加部と、
   前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、
   周期外乱によって生じる速度脈動を軽減する補償トルク信号を生成する補償トルク演算部と
   を備え、
   前記補償トルク演算部は、前記角速度補助演算器により演算された前記推定角速度もしくは前記推定角加速度の高周波成分または余弦成分および正弦成分に基づき補償トルクを決定することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
10. 請求項７に記載の交流電動機の速度推定装置と、
    前記交流電動機に電圧を印加する電圧印加部と、
    前記交流電動機に流れる電流を検出する電流検出部と、
    周期外乱によって生じる速度脈動を軽減する補償トルク信号を生成する補償トルク演算部と、
    を備え、
    前記補償トルク演算部は、前記交流電動機が発生するトルクと前記交流電動機の前記速度推定装置で演算された前記推定角速度および前記推定角加速度の高周波成分または余弦成分および正弦成分の何れかに基づき外乱トルクを推定し、推定外乱トルクから補償トルク信号を生成することを特徴とする交流電動機の駆動装置。
11. 前記周期外乱は前記交流電動機に接続された機械負荷装置の負荷トルク脈動であり、
    前記補償トルク演算部は、前記負荷トルク脈動によって生じる速度脈動を抑制することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の交流電動機の駆動装置。
12. 前記周期外乱は前記電圧印加部の短絡防止時間に起因して生じるトルクリプルであり、
    前記補償トルク演算部は、当該トルクリプルによって生じる速度脈動を抑制することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の交流電動機の駆動装置。
13. 前記周期外乱は前記交流電動機の誘起電圧の歪に起因するトルクリプルであり、
    前記補償トルク演算部は、当該トルクリプルによって生じる速度脈動を抑制することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の交流電動機の駆動装置。
14. 前記周期外乱は前記電流検出部のオフセット誤差に起因するトルクリプルであり、
    前記補償トルク演算部は、当該トルクリプルによって生じる速度脈動を抑制することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の交流電動機の駆動装置。
15. 前記周期外乱は前記電流検出部の電流検出ゲイン誤差に起因するトルクリプルであり、
    前記補償トルク演算部は、当該トルクリプルによって生じる速度脈動を抑制することを特徴とする請求項９または請求項１０に記載の交流電動機の駆動装置。
16. 請求項８から請求項１５の何れか一項に記載の交流電動機の駆動装置と、
    当該交流電動機の駆動装置によって電圧が印加される交流電動機と、
    当該交流電動機によって冷媒を圧縮する圧縮部と
    を備えることを特徴とする冷媒圧縮機。
17. 請求項１６に記載の冷媒圧縮機と、凝縮器と、蒸発器と、膨張弁とを備えることを特徴とする冷凍サイクル装置。

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