JPH01117676A

JPH01117676A - 回転制御装置

Info

Publication number: JPH01117676A
Application number: JP62274961A
Authority: JP
Inventors: Tadafusa Tomitaka; 富高　忠房
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1987-10-30
Filing date: 1987-10-30
Publication date: 1989-05-10

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、ＶＴＲ等に用いられるモータのサーボ回路
に通用して好適な回転制御装置に関する。

〔発明の概要〕

この発明は、モータの回転速度を略一定に制御する制御
信号が供給されるくし形フィルタの定数を過渡応答時と
定常時で可変することにより、目標速度への追従時間を
短縮して過渡応答性を良くすると共に回転むらを除去す
るために必要な学習時間を短縮して定常特性をよくする
ようにしたものである。

〔従来の技術〕

ＶＴＲのドラムスピードサーボ回路においては、ドラム
モータの回転速度をＦＣ（周波数発電機）で検出するこ
とにより、第４図に示すような回転速度に応じた周波数
を有するＦＣパルスを得ている。ディジタル制御を行う
ようにしたサーボ回路では、第４図のようにＦＣパルス
の立上りでカウンタをリセットすると共にカウントスタ
ートさせ、ＦＣパルスの立下りモカウント値Ｎｓ　、Ｎ
２　、Ｎ３・・・・・・・・・・・・をサンプリングす
るように成されている。

このサンプリングされたカウント値Ｎ１、Ｎ２、Ｎ３・
・・・・・・・・・・・から成るデータを速度エラーデ
ータとし、この速度エラーデータを処理することにより
、モータの速度を一定に制御する制御信号を得るように
している。

このようなモータサーボ回路では、ドラム、ＦＧ等の取
付誤差、例えば偏心等に基く回転むらが重大な問題とな
る。このような回転むらは常に一定周期で速度検出信号
に重畳される。上述したＦＧパルスから速度エラーデー
タを得るようにしたサーボ回路の場合は、回転むらとな
るドラムの回転周期、例えば３０Ｈｚの成分とその高調
波成分がＦＧパルスに重畳されることになる。従って、
このＦＣパルスに基いて得られる速度エラーデータに３
０Ｈｚ成分が混入し、このため再生画面にゆがみ等が発
生する。

このような回転むらの影響をなくすために、従来はサー
ボ系における３０Ｈｚの利得をできるだけ低くなるよう
に設計している。しかしながら利得を低くとるとトルク
変動に弱くなると云う新たな問題が生じる。

また他の方法として、アナログ構成されたノンチフィル
タを設けて３０Ｈｚの利得を減衰させる方法が用いられ
ている。しかしながらＶＴＲにおいては、ピクチャーサ
ーチ等の変速モードでは、水平周波数の補正を行うため
にドラムの設定速度を変えるようにしているので、回転
むらの成分も３０Ｈｚから変化することになる。従って
、ノンチフィルタも３０１（ｚで急峻に減衰するＱの高
い特性のものを用いることができず、Ｑの低い平坦な特
性のものを用いる必要が生じる。このように平坦な特性
のフィルタを用いれば３０Ｈ２の成分を充分に除去する
ことができず、画面のゆがみ等を充分に改善することは
できない。

そこで、第５図に示すようなディジタル帰還型くし形フ
ィルタを用いて３０Ｈｚ成分及びその高調べ成分を除去
することが考えられる。

第５図において、入力端子（１）には第４図のサンプリ
ング値Ｎ１、Ｎ２・・・・・・・・・・・・から成る速
度エラーデータＤＳが加えられる。このデータＤＳは加
算器（２）に加えられると共にスイッチ（３）の可動接
点に加えられる。このスイッチ（３）は第４図のＮ１、
Ｎ２・・・・・・・・・・・・のデータが得られる時点
と同期してその６つの固定接点ａｓｂ、・・・・・・・
・・・・・ｆを切換えられるように成されている。各接
点ａＳｂ、・・・・・・・・・・・・ｆにはディジタル
帰還型くし形フィルタ（４１）、（４２）・・・・・・
・・・・・・（４６）が接続されている。＜シ形フィル
タ（４１）、（４２）・・・・・・・・・・・・（４Ｇ
）の出力端はスイッチ（５）の固定接点ａ１ｂ、・・・
・・・・・・・・・ｆに夫々加えられる。このスイッチ
（５）はスイッチ（３）と同期して接点ａＳｂ、・・・
・・・・・・・・・ｆを切換えられるもので、その可動
接点に得られる出力データＤＳ４は加算器（２）に加え
られて、エラーデータＤＳから減算されるように成され
ている。

今、入力されるエラーデータＤＳが第６図Ａに示すよう
なＮ１、Ｎ２　、Ｎ３・・・・・・・・・・・・の各サ
ンプリング値から成るものとすると、第５図においてく
し形フィルタ（４１）にはスイッチ（３）の接点ａから
Ｎ１、Ｎ７、Ｎ１３・・・・・・・・・・・・から成る
第６図Ｂに示すエラーデータＤＳ１が入力される。この
データＤＳｚはくし形フィルタ（４１）を構成する加算
器（６）、（７）を通じリミッタ（８）に加えられてダ
イナミックレンジを制限された後、遅延回路（９）によ
り６サンプリング期間、即ち、モータの回転周期だけ遅
延される。遅延回路（９）の出力ＤＳ２は加算器（７）
に帰還されて加算器（６）からのデータに加算されると
共に、乗算器（１０）でに倍（但しＫく１）される、こ
のに倍されたデータは加算器（６）に加えられて元のデ
ータＤＳＬから減算される。

加算器（７）においては、遅延回路（９）から得られる
例えばＮ１と対応するデータが次のサンプリングで得ら
れるＮ７と対応するデータに加算される。

この加算出力がリミッタ（８）を通じて遅延回路（９）
で遅延され、この遅延出力ＤＳ２が再び加算器（７）に
戻される。この結果、加算器（７）、リミ７り（８）及
び遅延回路（９）により積分回路が形成され、遅延回路
（９）の出力ＤＳ２はデータＤＳｔの平均値を表わすも
のとなる。この出力ＤＳ２を乗算器（１０）でに倍した
後、加算器（６）に加え、元のデータＤＳ１から減算す
ることによりループが発振することを防止するようにし
ている。

従って、乗算器（１０）から得られる出力データＤＳ３
は第６図Ｃに示すように、入力データＤＳのＮｌ　、Ｎ
ｖ　、Ｎ１３・・・・旧・・・・・の各位相におけるセ
ンター値（ゼロレベル）からの誤差を示すものとなって
いる。即ち、このくし形フィルタ（４１）は、アナログ
信号に対する１次のＲＣＣコロ−パスフィルタ実質的に
等価なフィルタとなっている。

他のくし形フィルタ　（４２）〜（４６）もくし形フィ
ルタ（４１）と同一に構成され、スイッチ（３）の接点
ｂ・・・・・・・・・・・・ｆから得られる同じ位相の
サンプリング値が入力されて、上述と同様の処理が成さ
れる。これらのくし形フィルタ　（４１）〜（４Ｇ）の
出力はスイッチ（５）から順次に取り出される。この取
り出されたデータＤＳ４は、元のデータＤＳから３０Ｈ
ｚ及びその高調波成分が抽出されたデータであり、この
データＤＳ４が加算器（２）に加えられて、入力データ
ＤＳの対応するサンプリング値から減算される。

この結果、出力端子（１１）より第６図り及び第７図に
示すような回転むらとなる３０Ｈｚ及びその高調波成分
の除去されたくし形特性を有する出力データＤＳａを得
ることができる。またこのくし形フィルタ特性は３０Ｈ
ｚ、６０Ｈｚ、９０Ｈｚの減衰部分がモータの設定速度
に追従する。従って、モータの設定速度に拘らず回転む
らの成分を有効に除去することができる。

〔発明が解決しようとする問題点〕

ところで、上述した第５図のくし形フィルタを用いた回
路では、その仕様としては、ドラムの回転周波数（３０
８２）及びその高調波成分を除去する特性で且つサーボ
ループの安定性のためその回転周波数近傍で位相遅れが
最小になり、しがちメモリ、信号処理が少なくなること
が好ましい。このため、ＤＣ利得をもたせることをあき
らめて、すなわちＤＣ利得（ＯＨ２における利得）を０
とし、その代りにＱの高いフィルタとし、ＯＨｚ近傍に
利得があるようにすることにより、位相サーボループの
ロックレンジ内にドラムモータを立ち上げることを可能
にすることが考えられる。よって、速度サーボのみでは
目標速度の士数％は偏差をもつが、その速度偏差はくし
形フィルタのＱにより影響を受け、Ｑが低い程すわなち
くし形フィルタの定数（乗算器（１０）の乗算係数Ｋ）
が大きい程回転むらを除去するために必要な学習時間は
短いが、ＯＨｚ近傍の利得が減るため速度偏差が大きく
なり、一方Ｑが高いときすなわちくし形フィルタの定数
が小さいときは、その逆の特性になる。

従って、従来はＯＨｚ近傍の利得と回転むらを除去する
ために必要な学習時間とのトレードオフで所定値にくし
形フィルタの定数を設定していた。

そのためモード遷移でドラム速度が変化するとき、目標
速度への追従時間（過渡応答特性）と回転むらを除去す
るために必要な学習時間（定常特性）のいずれかが犠牲
になっていた。

この発明は斯る点に鑑みてなされたもので、過渡応答特
性と定常特性を共に最良の状態に設定することができる
回転制御装置を提供するものである。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明による回転制御装置は、モータ（１５）の回転
速度を検出する検出手段（１６，１８）と、回転速度に
基いてモータの回転速度を略一定に制御する制御信号を
発生する信号処理手段（１９，２１）と、制御信号から
モータの回転周期成分及びその高調波成分を除去するく
し形フィルタ手段（４）と、このくし形フィルタ手段の
出力信号をモータに供給する駆動手段（２６，３０〜３
２）と、モータの回転速度に関連してくし形フィルタ手
段の定数を過渡応答時と定常時で可変する制御手段（３
３）とを具備するように構成している。

〔作用〕

検出手段（１６，１８）において、モータ（１５）の回
転速度を検出してＦＧパルスを発生する。信号処理手段
（１９，２１）において、ＦＧパルスの立上りでカウン
タ（２１）をリセットすると共にカウントスタートさせ
、ＦＣパルスの立下りでカウント値ＮＬ　、Ｎ２　、Ｎ
３・・・・旧・・・・・をサンプリングし、サンプリン
グしたカウント値Ｎ１　、Ｎ２　、Ｎ３・・・・・・・
・・・・・から成るデータを速度エラーデータとし、こ
の速度エラーデータを処理することにより、モータの速
度を一定に制御する制御信号を得る。くし形フィルタ手
段（４）において、制御信号からモータの回転周期成分
及び高調波成分を除去する。その際にこのくし形フィル
タ手段の定数Ｋを制御手１”！（３３）により過渡応答
時と定常時でモータの回転速度に関連してすなわちＦＧ
パルスの周波数が所定周波数になったか否かに応じて可
変する。これによって、過渡応答待目標速度への追従時
間を短縮して過渡応答特性を良くすることができると共
に定常時回転むらを除去するために必要な学習時間を短
縮して定常特性を良くすることができる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図に基づいて詳しく説明す
る。

第１図はこの発明をＶＴＲのドラムサーボ回路に通用し
た場合の一例を示すもので、このドラムサーボ回路は速
度サーボループと位相サーボループとを有するものであ
る。

第１図において、ドラムモータ（１５）の回転はこのモ
ータ（１５）に設けられた回転検出器（１６）により検
出される。この回転検出器（１６）はＦＧ及びパルスジ
ェネレータ（ＰＣ）を含むものでその速度検出ヘッド（
１７）より前述した第４図に示すような速度に応じた周
期を有するＦＧパルスが得られる。また位相検出ヘッド
（１８）より第３図に示すようなモータ（１５）の回転
位相に応じたＰＧパルスがこのモータ（１５）の１回転
に１　（ｖＡの割合で得られる。

ＦＣパルスは制御信号発生器（１９）に加えられ、ＰＧ
パルスは制御信号発生器（２０）に加えられる。

制御信号発生器（１９）゛は速度エラーカウンタ（２１
）を制御するもので、第４図について述べたようにして
データＮ１、Ｎ２、Ｎ３・・・・・・・・・・・・がサ
ンプリングされる。このＮ’ｘ　、Ｎ２　、Ｎ３・・・
・・・・・・・・・から成るデータは速度エラーデータ
ＤＳとしてディジタル帰還型くし形フィルタ回路（４）
へ送られる。

また制御信号発生回路（２０）は、端子（２３）から加
えられる垂直同期信号ｖｐと共に位相エラーカウンタ（
２２）を制御する。即ち、第３図に示すように垂直同期
信号ｖＰの立上りでカウンタ（２２）をリセットすると
共にカウントスタートさせ、ＰＧパルスの立上りでカウ
ント値Ｍ！、Ｍ２・・・・・・・・・・・・をサンプリ
ングするように成されている。このサンプリングされた
カウント値Ｍ１、Ｍ２・・・・・・・・・・・・から成
るデータは位相エラーデータＤＰとして乗算器（２７）
及び積分回路（２９）へ送られる。尚、カウンタ（２１
）　、　　（２２）には例えばＩ　ＭＢ２のクロックＧ
Ｋが与えられている。

くし形フィルタ回路（４）はその定数Ｋが後述の如く過
渡応答時と定常時に切換えられる以外は第５図の回路が
そのまま用いられており、その入力端子（１）には第６
図Ａの速度エラーデータＤＳが入力されるように成され
ている。

くし形フィルタ回路（４）の伝達関数は次のように表わ
される。

１−ｅ−８丁１−　（１−Ｋ）　ｅ−” Ｋは定数（乗算器（工０）の乗算係数）、Ｔはここでは
１／３０秒である。

定数Ｋを変化したときのくし形フィルタ回路（４）の特
性変化を第２図に示す。この第２図より定数にの値が小
さくなる程ＯＨ２近傍の利得は大きくなり、又Ｑも高く
なっていることがわかる。

このくし形フィルタ回路（４）はに−０になると、法連
関数が（１−８−’丁）／（１−ｅ−８丁）＝１になる
ことがわかる。よって、Ｋ−０のときＱは無限大となり
、回転むらを除去するためのフィルタの特性としては最
も良いものになる。しかし、このとき回転むらを除去す
るために必要な学習時間は無限大となるので、実際には
これを定常時に用いることは不可能である。学習時間は
に一２″″５で約１０秒、Ｋ　−２−’で２〜３秒とい
ったところである。

従来はくし形フィルタの定数Ｋを所定値例えばに−２″
″６に設定して・いる。そのため、ＯＨｚ近傍の利得を
多少犠牲にしていることになり、モード遷移での目標速
度への追従時間がやや遅くなってぃる。

そこで、本実施例ではモード遷移時の過渡応答特性（目
標速度への追従時間）と定常特性（回転むらを除去する
ために必要な学習時間）を両方とも改善するために、く
し形フィルタ回路（４）の定数Ｋを可変する。つまり、
過渡応答時には定数にの値を小さく、例えばに＝Ｏ近傍
好ましくはに−０に、定常時には定数にの値を大きく、
例えばに−２″″５近傍、好ましくはに＝２″″５に切
り換える。

そのために、例えばＣＰＵから成る制御回路（３３）を
設け、カウンタ（２１）に印加されるＦＣパルスの周波
数をチエツクし、ＦＧパルスの周波数が所定周波数以下
であれば動作モードは過渡応答時と層像し、くし形フィ
ルタ回路（４）の定数Ｋ（正確には乗算器（１０）の乗
算係数）を例えばに−〇に設定し、ＦＣパルスの周波数
が所定周波数を越えて一定となれば動作モードは定常時
と層像し、くし形フィルタ回路（４）の定数Ｋを例えば
に−２−５に設定するようにする。

くし形フィルタ回路（４）の定数Ｋをに−０と小さく設
定することにより、Ｑが高くなって学習時間は長くなる
が、ＯＨｚ近傍の利得が増えるので、速度偏差が小さく
なり、目標速度への追従時間が早くなり、もって過渡応
答特性が改善される。

また、くし形フィルタ回路（４）の定数Ｋをに一２″″
６と大きく設定することにより、ＯＨｚ近傍の利得が減
って速度偏差が大きくなり、目標速度への追従時間が遅
くなるが、Ｑが低くなり学習時間が短かくなるので、そ
れだけ回転むらを早く除去することができ、もって定常
特性が改善される。

なお、くし形フィルタ回路（４）はＤＣ利得がＯである
ので、ＤＣレベルを伝送できずサーボ動作が可能のよう
に見えるが、その定数が例えばに−０及びＫ　−２−’
のときＯＨｚ近傍で利得があるので、サーボ動作を行う
のに必要な略々ＤＣレベルに近い成分の伝送が実質的に
可能となり、位相サーボループのロックレンジ内にモー
タ（５）を立ち上げることができ、問題ない。

くし形フィルタ回路（４）からの回転むらとなる３０Ｈ
ｚ及びその高調波成分の除去されたデータは微分回路（
２４）及び乗算器（２６）に供給される。微分回路（２
４）は供給されたデータを微分して角加速度データに変
換し、この角加速度データは乗算器（２５）へ送られる
。また積分回路（２９）は位相エラーデータＤＰを積分
し、この積分されたデータを乗算器（２８）に送ること
により、位相サーボループの低域の利得を上げるように
している。

乗算器（２５）は角加速度データをＫｏ倍し、乗算器（
２６）はデータをに１倍し、乗算器（２７）はデータＤ
Ｐをに２倍し、乗算器（２８）は積分データをに３倍す
る。本実施例においては、乗算係数Ｋｏ　、に１、Ｋ２
　、ＫｌをＫｏ　＞Ｋ１＞Ｋ２　＞Ｋｌの関係に選ぶこ
とにより、夫々のデータに対して重み付けを行い、サー
ボ動作の効果の大きさを定めている。

即ち、くし形フィルタ回路（４）からのデータを微分し
て加速度に変換したデータに対して最も大きいＫｏを乗
算することにより、速度エラーに対する適応性の効果を
得るように成し、次にに１、Ｋ２により速度エラー、位
相エラーの順に効果を得、さらに積分データに対してに
３を乗算して低域の利得を増す効果を得るようにしてる
。

また微分回路（２４）で略々ＤＣレベルに近い成分を有
するデータを微分しているので、微分されたデータは略
々ＤＣレベルに近い成分が除去されたものとなる。なお
、微分回路（２４）及び乗算器（２５）のループ（加速
ループ）は必要に応じて省略可能である。

乗算器（２５）　、　　（２６）　、　　（２７）及び
（２８）から得られる各データは加算器（３０）に加え
られる。

この加算器（３０）から得られる加算されたデータはＤ
／Ａ変換塁（３１）でアナログの制御信号に変換され、
この制御信号はドライブアンプ（３２）を通じてモータ
（１５）の速度及び位相を制御する。

このように本実施例ではデータＤＳをくし形フィルタ回
路（４）に加えているので、真の回転むら成分のみを除
去することができる。また、くし形フィルタ回路（４）
の定数゛ＫをＯＨｚ近傍に利得があるように設定してい
るので、サーボ動作を行うのに必要な略々ＤＣレベルに
近い成分の伝送が実質的に可能であり、位相サーボルー
プのロックレンジ内にモータ（１５）を立ち上げて通常
の速度でモータ（１５）を回転させることができる。

また、因みにくし形フィルタ回路（４）が微分回路（２
４）及び乗算器（２５）から成る加速度ループに挿入さ
れていた場合、乗算器（２５）及び（２６）の乗算係数
がＫｏ＞Ｋ１の関係から回転むら成分はほとんど速度ル
ープを成す乗算器（２６）を通り、この回転むら成分は
通常のＦＣ等の精度では問題ないが、例えばＦＧ等の精
度を下げることによりコストダウンを考えると速度ルー
プからは回転むら成分が多量に伝送され、ジッタを悪化
させる原因となる。ところが、本実施例では、カウンタ
（２１）のすぐ後にくし形フィルタ回路（４）を挿入し
ているので、たとえＦＣ等の精度を下げたとしても確実
に回転むら成分を除去することができ、問題ない。

また、モータの回転速度に関連したＦＧパルスの周波数
をチエツクして、くし形フィルタ回路（４）の定数Ｋを
過渡応答時には小さく、定常時には大きくなるようにし
たので、過渡応答時には目標速度への追従時間が短縮さ
れて過渡応答特性が良くなり、定常時には回転むらを除
去するために必要な学習時間が短縮されて定常特性が良
くなる。

なお、上述の実施例ではこの発明をディジタルサーボ回
路に適用した場合に付いて説明したが、アナログサーボ
回路に通用することもできる。その場合、第５図の遅延
回路（９）にはＣＯＤ素子等を用いてよい。

〔発明の効果〕

上述の如くこの発明によれば、モータの回転速度に関連
してくし形フィルタ手段の定数を過渡応答時と定常時で
可変するようにしたので、目標速度への追従時間を短縮
して過渡応答特性を良（することができると共に回転む
らを除去するために必要な学習時間を短縮して定常特性
を良くすることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は定数Ｋを変化した場合のくし形フィルタの特性図、第
３図は位相エラーデータを得る原理を説明するタイミン
グチャート、第４図は速度エラーデータを得る原理を説
明するタイミングチャート、第５図はこの発明に通用し
得るディジタル帰還型くし形フィルタ回路のブロック図
、第６図は第５図のタイミングチャート、第７図はくし
形フィルタの特性図である。（４）はディジタル帰還型くし形フィルタ回路、（１５
）はドラムモータ、（１６）は回転検出器、（１９）は
制御信号発生回路、（２１）は速度エラーカウンタ、（
２６）は乗算器、（３０）は加算器、（３１）はＤ／Ａ
変換器、（３３）は制御回路である。

Claims

【特許請求の範囲】　モータの回転速度を検出する検出手段と、上記回転速
度に基いて上記モータの回転速度を略一定に制御する制
御信号を発生する信号処理手段と、上記制御信号から上記モータの回転周期成分及びその高
調波成分を除去するくし形フィルタ手段と、該くし形フィルタ手段の出力信号を上記モータに供給す
る駆動手段と、上記モータの回転速度に関連して上記くし形フィルタ手
段の定数を過渡応答時と定常時で可変する制御手段とを具備して成る回転制御装置。