JPH0113451Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0113451Y2 JPH0113451Y2 JP1980081123U JP8112380U JPH0113451Y2 JP H0113451 Y2 JPH0113451 Y2 JP H0113451Y2 JP 1980081123 U JP1980081123 U JP 1980081123U JP 8112380 U JP8112380 U JP 8112380U JP H0113451 Y2 JPH0113451 Y2 JP H0113451Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- crystal
- transistor
- oscillation
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
本考案は水晶発振回路の負荷容量補正回路に関
するものである。
するものである。
UHFバンド狭帯域送受信機等に使用される水
晶発振回路としては、従来第１図に示す回路が一
般に使用されている。第３次オーバートーン用の
水晶振動子Ｘを用いた第１図の水晶発振回路１
は、原発振周波数が第３次オーバートーン３0
で、コルピツツ型基本発振回路である。又最終的
に必要な周波数は470MHz付近であるから0×３
×３×３＝270を局部発振周波数として用いてい
る。又水晶振動子Ｘの等価回路は第２図の様にな
つている。
晶発振回路としては、従来第１図に示す回路が一
般に使用されている。第３次オーバートーン用の
水晶振動子Ｘを用いた第１図の水晶発振回路１
は、原発振周波数が第３次オーバートーン３0
で、コルピツツ型基本発振回路である。又最終的
に必要な周波数は470MHz付近であるから0×３
×３×３＝270を局部発振周波数として用いてい
る。又水晶振動子Ｘの等価回路は第２図の様にな
つている。
第１図の基本回路を第７図に、又第７図の回路
側の等価回路を第８図に夫々示し、第７図及び第
８図に基づき水晶振動子から見たインピーダンス
ZLを算出する。
側の等価回路を第８図に夫々示し、第７図及び第
８図に基づき水晶振動子から見たインピーダンス
ZLを算出する。
さて、第８図のベースエミツタ間のインピーダ
ンスをZ1、コレクタエミツタ間のインピーダンス
をZ2、ベースコレクタ間のインピーダンスをZ3、
ベースコレクタ間に供給される電圧源をＥ、電流
源をgmVとすると、第８図は第９図ａに示す如
くなる。
ンスをZ1、コレクタエミツタ間のインピーダンス
をZ2、ベースコレクタ間のインピーダンスをZ3、
ベースコレクタ間に供給される電圧源をＥ、電流
源をgmVとすると、第８図は第９図ａに示す如
くなる。
ここで、第９図ｂ，ｃに基づき各電流I1〜I3を
求めると、I1＝Ｅ／Z3，I2＝Ｅ／（Z1＋Z2）、I3＝
Z2gmV／（Z1＋Z2）、Ｖ＝−（I2＋I3）Z3となる。
求めると、I1＝Ｅ／Z3，I2＝Ｅ／（Z1＋Z2）、I3＝
Z2gmV／（Z1＋Z2）、Ｖ＝−（I2＋I3）Z3となる。
従つて、ZLは、
１／ZL＝Ｉ／Ｅ＝１／Ｅ（Ｅ／Z3＋Ｅ／Z1＋Z2＋Z2gmV
／Z1＋Z2） となる。そして、さらにインピーダンスZ1の両端
に発生する電圧を考慮すると、 １／ZL＝１／Z3＋１／（Z1＋Z2＋gmZ1Z2） と変形することができる。
／Z1＋Z2） となる。そして、さらにインピーダンスZ1の両端
に発生する電圧を考慮すると、 １／ZL＝１／Z3＋１／（Z1＋Z2＋gmZ1Z2） と変形することができる。
尚、１／Z1＝（１−a0）／re′＋jω0Cbe＋jω0C2，
Z2＝１／jω0Ce，Z3＝１／jω0Cbc，gm＝a0／re′，
（但し、re′はエミツタ抵抗、a0は電流増幅率、
Cbeはベースエミツタ間容量、ＣｅはLC並列共振
回路の容量分、Cbcはベースコレクタ間容量）で
あり、トランジスタのベース拡がり抵抗及びコレ
クタエミツタ間抵抗は無視している。
Z2＝１／jω0Ce，Z3＝１／jω0Cbc，gm＝a0／re′，
（但し、re′はエミツタ抵抗、a0は電流増幅率、
Cbeはベースエミツタ間容量、ＣｅはLC並列共振
回路の容量分、Cbcはベースコレクタ間容量）で
あり、トランジスタのベース拡がり抵抗及びコレ
クタエミツタ間抵抗は無視している。
ここで、ω0Cbe＋ω0C2》１−α0／re′となるよ
うにC2を選択し、さらにCbc≒０とすれば、 ZL≒Z1＋Z2＋gmZ1Z2＝−gm／ω0 2（Cbe＋C2）Ce＋１
／jω0（Cbe＋C2）＋１／jω0Ce ＝−gm／ω0 2CeC2′＋１／jω0C2′＋１／jω0Ce＝
−RL−ｊ／ω0CL……(1) となる。
うにC2を選択し、さらにCbc≒０とすれば、 ZL≒Z1＋Z2＋gmZ1Z2＝−gm／ω0 2（Cbe＋C2）Ce＋１
／jω0（Cbe＋C2）＋１／jω0Ce ＝−gm／ω0 2CeC2′＋１／jω0C2′＋１／jω0Ce＝
−RL−ｊ／ω0CL……(1) となる。
但しgm：トランジスタQ1の相互コンダクタン
ス、 ω0＝１／√1 1＝2π0、0 ：水晶振動子の直列共振周波数、 Ce：コンデンサC3とコイルＬの30における容量
分 ＝C3（１−ep 2／2）、ep ：並列共振回路２の共振周波数 ：発振周波数、 C′2＝C2＋Cbe、 Cbe：トランジスタQ1のエミツタ・ベース間容
量、 −RL：負性抵抗、 CL：負荷容量＝C′2Ce＝C′2・Ce／C′2＋Ce、 又負荷容量CLと、水晶振動子Ｘのインピーダ
ンスR′1との関係は、 R′1＝R1・（１＋C0／CL）2 ……(2) で示される（但しR15，R2，C4，R3，T1の定数
は省く）。(2)式は負荷容量CLの変化がR′1に及ぼす
影響を示すもので、例えば負荷容量CLが減少す
ればR′1が高くなり、発振がしにくくなる。
ス、 ω0＝１／√1 1＝2π0、0 ：水晶振動子の直列共振周波数、 Ce：コンデンサC3とコイルＬの30における容量
分 ＝C3（１−ep 2／2）、ep ：並列共振回路２の共振周波数 ：発振周波数、 C′2＝C2＋Cbe、 Cbe：トランジスタQ1のエミツタ・ベース間容
量、 −RL：負性抵抗、 CL：負荷容量＝C′2Ce＝C′2・Ce／C′2＋Ce、 又負荷容量CLと、水晶振動子Ｘのインピーダ
ンスR′1との関係は、 R′1＝R1・（１＋C0／CL）2 ……(2) で示される（但しR15，R2，C4，R3，T1の定数
は省く）。(2)式は負荷容量CLの変化がR′1に及ぼす
影響を示すもので、例えば負荷容量CLが減少す
ればR′1が高くなり、発振がしにくくなる。
第３図は並列共振回路２のコンデンサC3とコ
イルＬとのリアクタンス特性を示す図で、コンデ
ンサC3とコイルＬの並列共振周波数epが0と30
の間にあつて、0においてはＬ性、30において
はＣ性であることを示している。
イルＬとのリアクタンス特性を示す図で、コンデ
ンサC3とコイルＬの並列共振周波数epが0と30
の間にあつて、0においてはＬ性、30において
はＣ性であることを示している。
水晶振動子側から発振回路側を見た負荷容量
CLが一定の値に指定された水晶発振回路に於い
て、唯一波の発振の場合は第３図の30のリアク
タンス（Ｃ性）はａ点に固定されるので、発振周
波数は正確に決定できる。然しながら第１図の回
路に於いて、複数チヤンネルのトランシーバー、
信号掃引受信機（モニタ受信機）等の様に、水晶
振動子のみを選択切換えて広い範囲で複数の規定
周波数を発振させる場合、負荷容量CLを同一の
値に保つことは出来ない。何故なら、コンデンサ
C3とコイルＬの周波数特性の為、epが一定で使
用する第３次オーバートーン用水晶振動子による
第３次オーバートーン発振周波数30が高い場合、
第３図から明らかな様にコンデンサC3とコイル
ＬとのリアクタンスはＣ点方向へ、又３次オーバ
ートーン発振周波数30が低い場合、コンデンサ
C3とコイルＬとのリアクタンスはｂ点方向へ移
動する結果Ceが変化し、水晶振動子側から発振
回路側を見た負荷容量CLが変化するためである。
CLが一定の値に指定された水晶発振回路に於い
て、唯一波の発振の場合は第３図の30のリアク
タンス（Ｃ性）はａ点に固定されるので、発振周
波数は正確に決定できる。然しながら第１図の回
路に於いて、複数チヤンネルのトランシーバー、
信号掃引受信機（モニタ受信機）等の様に、水晶
振動子のみを選択切換えて広い範囲で複数の規定
周波数を発振させる場合、負荷容量CLを同一の
値に保つことは出来ない。何故なら、コンデンサ
C3とコイルＬの周波数特性の為、epが一定で使
用する第３次オーバートーン用水晶振動子による
第３次オーバートーン発振周波数30が高い場合、
第３図から明らかな様にコンデンサC3とコイル
ＬとのリアクタンスはＣ点方向へ、又３次オーバ
ートーン発振周波数30が低い場合、コンデンサ
C3とコイルＬとのリアクタンスはｂ点方向へ移
動する結果Ceが変化し、水晶振動子側から発振
回路側を見た負荷容量CLが変化するためである。
この様に第１図の回路では、30の変化に対し、
水晶振動子側から発振回路側を見た負荷容量CL
を一定に維持することが出来ず、安定した周波数
で発振させることが出来ない。又第１図の回路で
は、30の変化に対し負荷容量CLが変化すれば、
(2)式より明らかな様にR′1も変化し発振強度も変
化する。
水晶振動子側から発振回路側を見た負荷容量CL
を一定に維持することが出来ず、安定した周波数
で発振させることが出来ない。又第１図の回路で
は、30の変化に対し負荷容量CLが変化すれば、
(2)式より明らかな様にR′1も変化し発振強度も変
化する。
本考案は斯る点に鑑み上記欠点を解消した水晶
発振回路の負荷容量補正回路を提供せんとするも
ので、以下本考案の一実施例を第４図〜第６図に
従い説明する。
発振回路の負荷容量補正回路を提供せんとするも
ので、以下本考案の一実施例を第４図〜第６図に
従い説明する。
第４図は本考案に係る水晶発振回路の負荷容量
補正回路のブロツク図である。第４図に於いて、
４は水晶発振回路１からの90（又は30）の周波
数の信号を増幅するバツフア増幅器、５は（周
波数）−Ｖ（電圧）変換回路、６はローパスフイル
ター、Ｄは水晶発振回路１に挿入された可変容量
ダイオードである。そして第４図では、ローパス
フイルター６で直流変換した直流制御電圧を可変
容量ダイオードＤに印加し、該可変容量ダイオー
ドを容量変化させて、水晶振動子側から発振回路
側を見た負荷容量が一定になる様にするものであ
る。即ち第３図に於ける発振周波数30の変化に
伴ないepを追従させるものである。
補正回路のブロツク図である。第４図に於いて、
４は水晶発振回路１からの90（又は30）の周波
数の信号を増幅するバツフア増幅器、５は（周
波数）−Ｖ（電圧）変換回路、６はローパスフイル
ター、Ｄは水晶発振回路１に挿入された可変容量
ダイオードである。そして第４図では、ローパス
フイルター６で直流変換した直流制御電圧を可変
容量ダイオードＤに印加し、該可変容量ダイオー
ドを容量変化させて、水晶振動子側から発振回路
側を見た負荷容量が一定になる様にするものであ
る。即ち第３図に於ける発振周波数30の変化に
伴ないepを追従させるものである。
次に第４図の具体的な回路例を第５図に示して
更に詳細に説明する。
更に詳細に説明する。
第５図に於いて、Q2はバツフア増幅器４を構
成するトランジスタ、T2は該トランジスタのコ
レクタ側に設けた共振回路、Q3は−Ｖ変換回
路５を構成するトランジスタ、R11，C9はローパ
スフイルター６を構成する抵抗及びコンデンサ、
C10，Ｄは発振用トランジスタQ1のエミツタとア
ースＥとの間に直列接続したコンデンサ及び可変
容量ダイオードである。
成するトランジスタ、T2は該トランジスタのコ
レクタ側に設けた共振回路、Q3は−Ｖ変換回
路５を構成するトランジスタ、R11，C9はローパ
スフイルター６を構成する抵抗及びコンデンサ、
C10，Ｄは発振用トランジスタQ1のエミツタとア
ースＥとの間に直列接続したコンデンサ及び可変
容量ダイオードである。
次に第５図の回路の動作について説明する。
発振トランジスタQ1のコレクタからの90の周
波数の信号をコンデンサC6を経てバツフアトラ
ンジスタQ2に印加する。尚、バツフアトランジ
スタQ2に加える信号は発振トランジスタQ1のエ
ミツタからの30の信号であつてもよい。バツフ
アトランジスタQ2のコレクタ側に設けた共振回
路T2は第６図の特性図で示す様に、90の周波数
に対し共振周波数t2を低く（Ｃ性）設定し、バ
ツフアトランジスタQ2に加わる90の周波数が低
い時は大きいレベルの信号が、90の周波数が高
い時は小さいレベルの信号がバツフアトランジス
タQ2のコレクタから出力される様にしている。
バツフアトランジスタQ2のコレクタからの信号
はコンデンサC8を介してトランジスタQ3に印加
されて−Ｖ変換される。トランジスタQ3は可
変抵抗器R8にて適当な直流バイアス点に設定さ
れており、その直流バイアスにコンデンサC8か
らの交流入力が重畳される。トランジスタQ3の
コレクタからの出力はローパスフイルター６を構
成するコンデンサC9で平滑されて直流電圧に変
換される。この直流電圧に変換された電圧は制御
電圧として抵抗R14を介して可変容量ダイオード
Ｄに印加される。そして該可変容量ダイオードは
容量値が印加電圧の大きさによつて変化しコンデ
ンサC10とともに並列共振回路２のコンデンサC3
に並列に加わる。
波数の信号をコンデンサC6を経てバツフアトラ
ンジスタQ2に印加する。尚、バツフアトランジ
スタQ2に加える信号は発振トランジスタQ1のエ
ミツタからの30の信号であつてもよい。バツフ
アトランジスタQ2のコレクタ側に設けた共振回
路T2は第６図の特性図で示す様に、90の周波数
に対し共振周波数t2を低く（Ｃ性）設定し、バ
ツフアトランジスタQ2に加わる90の周波数が低
い時は大きいレベルの信号が、90の周波数が高
い時は小さいレベルの信号がバツフアトランジス
タQ2のコレクタから出力される様にしている。
バツフアトランジスタQ2のコレクタからの信号
はコンデンサC8を介してトランジスタQ3に印加
されて−Ｖ変換される。トランジスタQ3は可
変抵抗器R8にて適当な直流バイアス点に設定さ
れており、その直流バイアスにコンデンサC8か
らの交流入力が重畳される。トランジスタQ3の
コレクタからの出力はローパスフイルター６を構
成するコンデンサC9で平滑されて直流電圧に変
換される。この直流電圧に変換された電圧は制御
電圧として抵抗R14を介して可変容量ダイオード
Ｄに印加される。そして該可変容量ダイオードは
容量値が印加電圧の大きさによつて変化しコンデ
ンサC10とともに並列共振回路２のコンデンサC3
に並列に加わる。
この様に可変容量ダイオードＤがコンデンサ
C3と並列に加わることにより、水晶振動子Ｘの
第３次オーバートーン周波数30の変化に応じて、
並列共振回路２のコンデンサC3とコイルＬの共
振周波数epが追従変化し、常に一定のＣ性（例
えば第２図のａ点）を保持する様に働く。その結
果水晶振動子側から発振回路側を見た負荷容量値
を、第３次オーバートーン用水晶振動子Ｘの周波
数に関係なく常時略一定に保つことが出来る。例
えば発振周波数30が高い水晶振動子を使用した
場合、共振回路T2によつて交流レベルは低い方
向に、又トランジスタQ3はOFF方向に働くので、
トランジスタQ3のコレクタ電圧は上がる方向に
向かう。そしてこのコレクタ電圧がローパスフイ
ルター６及び抵抗R14を介して可変容量ダイオー
ドＤに加えられるので、該可変容量ダイオードの
容量値は減少する方向に向かう。その結果並列共
振回路２の共振周波数epが高い方向へ移動し、
水晶振動子側から発振回路側を見た負荷容量CL
を略一定に保つ様に修正動作する。
C3と並列に加わることにより、水晶振動子Ｘの
第３次オーバートーン周波数30の変化に応じて、
並列共振回路２のコンデンサC3とコイルＬの共
振周波数epが追従変化し、常に一定のＣ性（例
えば第２図のａ点）を保持する様に働く。その結
果水晶振動子側から発振回路側を見た負荷容量値
を、第３次オーバートーン用水晶振動子Ｘの周波
数に関係なく常時略一定に保つことが出来る。例
えば発振周波数30が高い水晶振動子を使用した
場合、共振回路T2によつて交流レベルは低い方
向に、又トランジスタQ3はOFF方向に働くので、
トランジスタQ3のコレクタ電圧は上がる方向に
向かう。そしてこのコレクタ電圧がローパスフイ
ルター６及び抵抗R14を介して可変容量ダイオー
ドＤに加えられるので、該可変容量ダイオードの
容量値は減少する方向に向かう。その結果並列共
振回路２の共振周波数epが高い方向へ移動し、
水晶振動子側から発振回路側を見た負荷容量CL
を略一定に保つ様に修正動作する。
以上の様に本考案に係る水晶発振回路の負荷容
量補正回路は、使用する水晶振動子によつて発振
周波数が変つた場合でも、水晶振動子側から発振
回路側を見た負荷容量値を常に略一定に保つ様に
動作するので、本考案の負荷容量補正回路を備え
た水晶発振回路は、常に正確で且つ安定した周波
数で発振する。
量補正回路は、使用する水晶振動子によつて発振
周波数が変つた場合でも、水晶振動子側から発振
回路側を見た負荷容量値を常に略一定に保つ様に
動作するので、本考案の負荷容量補正回路を備え
た水晶発振回路は、常に正確で且つ安定した周波
数で発振する。
第１図は従来の水晶発振回路の要部を示す回路
図、第２図は水晶振動子の等価回路図、第３図は
第１図のコンデンサC3とコイルＬのリアクタン
ス特性図、第４図は本考案に係る水晶発振回路の
負荷容量補正回路のブロツク図、第５図は第４図
の具体的回路図、第６図は第５図で用いられる共
振回路の特性図、第７図は第１図の基本回路、第
８図は第７図の回路側の等価回路、第９図ａ，
ｂ，ｃは第８図における電流を求めるための回路
図である。 １……水晶発振回路、２……LC共振回路、５
……−Ｖ変換回路、６……ローパスフイルタ
ー、Ｄ……可変容量ダイオード、Ｘ……水晶振動
子。
図、第２図は水晶振動子の等価回路図、第３図は
第１図のコンデンサC3とコイルＬのリアクタン
ス特性図、第４図は本考案に係る水晶発振回路の
負荷容量補正回路のブロツク図、第５図は第４図
の具体的回路図、第６図は第５図で用いられる共
振回路の特性図、第７図は第１図の基本回路、第
８図は第７図の回路側の等価回路、第９図ａ，
ｂ，ｃは第８図における電流を求めるための回路
図である。 １……水晶発振回路、２……LC共振回路、５
……−Ｖ変換回路、６……ローパスフイルタ
ー、Ｄ……可変容量ダイオード、Ｘ……水晶振動
子。
Claims (1)
- コレクタが基準電位点に接続されたトランジス
タと、このトランジスタのベースと基準電位点間
に接続された水晶振動子と、一端が前記トランジ
スタのエミツタに、他端が基準電位点にそれぞれ
接続されたLC並列共振回路と、前記トランジス
タのベースエミツタ間に接続されたコンデンサと
を備え、水晶振動子のみを切換えることにより広
い範囲で複数の規定周波数を発振させるようにし
た水晶発振回路の負荷容量補正回路であつて、前
記LC並列共振回路と並列に電圧可変容量素子を
接続し、前記水晶発振回路の発振出力の一部を周
波数−電圧変換し、さらに直流に変換する手段を
介して得られる直流制御電圧を前記電圧可変容量
素子に加え、前記水晶振動子の発振周波数に無関
係に、前記水晶振動子から発振回路側を見た負荷
容量値を略一定に保つようにしたことを特徴とす
る水晶発振回路の負荷容量補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980081123U JPH0113451Y2 (ja) | 1980-06-10 | 1980-06-10 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1980081123U JPH0113451Y2 (ja) | 1980-06-10 | 1980-06-10 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS574808U JPS574808U (ja) | 1982-01-11 |
| JPH0113451Y2 true JPH0113451Y2 (ja) | 1989-04-20 |
Family
ID=29443531
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1980081123U Expired JPH0113451Y2 (ja) | 1980-06-10 | 1980-06-10 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0113451Y2 (ja) |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS567209B2 (ja) * | 1973-06-08 | 1981-02-17 | ||
| JPS5068252A (ja) * | 1973-10-18 | 1975-06-07 |
-
1980
- 1980-06-10 JP JP1980081123U patent/JPH0113451Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS574808U (ja) | 1982-01-11 |
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