JPH01136586A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的コ （産業上の利用分野） 本発明は、過電流保護機能を有した直流電源装置に関す
る。

（従来の技術） 例えば直流モータを駆動する場合において、従来では、
その直流モータの定格入力端子（例えば１２Ｖ、２４Ｖ
）毎に専用の電源装置を用意することが行なわれている
。そして、このような電源装置にあっては、直流モータ
が過負荷状態に陥った場合には、負荷電流が予め設定さ
れた過電流値に達したときに電源の供給を停止させ、以
て過電流保護を行なうように構成されている。しかしな
がら、この構成では、直流モータの運転稼働率が無闇に
低くなるという重大な問題点がある。このような問題点
に対処するため、従来より過電流抑制機能を有した所謂
シリーズレギュレータ方式の直流電源装置を用いること
が行なわれている。

即ち、このものは、直流電源と直流モータとの通電路に
パワートランジスタを介在させると共に、このパワート
ランジスタのベースバイアス電圧をフィードバック制御
することにより出力電圧の調節及びその安定化を図るよ
うに構成されている。

（発明が解決しようとする問題点） 」１記のようなシリーズレギュレータ方式の直流電源装
置は、電圧精度が高いという利点の他に、構造が簡単で
しかもノイズの発生がないという利点があるものの、パ
ワートランジスタでの不要電力がすべて熱として放散さ
れるという事情下にある。このため、上記熱損失に伴い
電力損失が大きくなるばかりか、放熱用に大面積の放熱
器を必要として装置全体の大形化を来たすという問題点
がある。しかも、上記放熱器を組付ける工程は比較的面
倒であるため、これに伴う組立工数の増加により製造コ
ストが上昇するという問題点もある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目
的は、直流負荷に過電流が流れたときに、その直流負荷
の稼働状態を保持したまま過電流を抑制することができ
ると共に、電力損失の大幅な低減を実現でき、しかも全
体の小形化並びに製造コストの低減も図り得る等の効果
を奏する直流電源装置を提供するにある。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明による直流電源装置は、４個の無接点スイッチン
グ素子を単相整流ブリッジ回路として接続して成り上記
単相整流ブリッジ回路の直流出力端子に相当した一対の
端子を直流電源及び直流負荷間の通電路に介在させると
共に同じく単相整流ブリッジ回路の交流入力端子に相当
した一対の端子間にコンデンサを接続することにより構
成されたインピーダンス回路、及び一定の基準電圧を発
生する電流設定回路、並びに前記直流負荷に流れる電流
に応じた検出電圧を発生する負荷電流検出回路を夫々設
けると共に、前記無接点スイッチング素子のスイッチン
グ周期を制御して前記コンデンサに所定周波数の交流電
圧を印加することにより前記インピーダンス回路のイン
ピーダンスを一定に保持し且つ前記直流負荷に過電流が
流れた場合に前記検出電圧及び基準電圧の比較に基づい
て前記インピーダンス回路のインピーダンスが大きくな
るように制御する制御回路を設ける構成としたものであ
る。

（作用） インピーダンス回路内の無接点スイッチング素子のスイ
ッチング周期を変化させてコンデンサに印加される交流
電圧周波数を変化させた場合には、そのインピーダンス
回路のインピーダンスが変化することになる。具体的に
は、上記インピーダンスは、コンデンサに印加される交
流電圧周波数が高くなるのに伴い小さくなる。しかして
、制御回路は、前記コンデンサに所定周波数の交流電圧
周波数を印加することによりインピーダンス回路のイン
ピーダンスを一定に保持するものであり、従って直流負
荷には、上記インピーダンス回路を通じて一定電圧が印
加されるようになる。このような状態で、直流負荷に過
電流が流れた場合には、これに応じて負荷電流検出回路
が発生する検出型−５＝ 圧のレベルが高くなる。すると、制御回路にあっては、
」１記検出電圧及び基準電圧の比較に基づいて、前記無
接点スイッチング素子のスイッチング周期が長くなるよ
うに制御し、以てインピーダンス回路のインピーダンス
が大きくなるように調節する。この結果、インピーダン
ス回路の出力電圧が低下するようになり、これに応じて
直流負荷に流れる電流が減少するようになる。

以上のような作用により過電流保護機能が得られるもの
であり、このときには直流負荷に対する電源供給が停止
されることがないから、その直流負荷の運転稼働率の低
下を来たすことがない。また、インピーダンス回路内の
コンデンサでは無効電力しか消費されないから、大きな
電力損失を伴うことがない。

（実施例） 以下、本発明の第１の実施例について第１図乃至第３図
を参照しながら説明する。

第１図において、１は直流負荷たる例えば三相の直流ブ
ラシレスモータで、これは直流電源２の正極Ｐ及び負極
Ｎに対応された一対の通電路２ａ及び２ｂから後述する
制御回路３の出力端子Ｑ３〜Ｑ５を通じて給電されるよ
うに設けられている。

４はインピーダンス回路で、これは４個の無接点スイッ
チング素子たる例えばホトトランジスタ５ａ〜８ａを図
示のように単相整流ブリッジ回路として接続した上で、
その単相整流ブリッジ回路の直流入力端子に相当した一
対の端子Ｔ１及び１２間を前記通電路２ａに介在させる
と共に、単相整流ブリッジ回路の交流出力端子に相当し
た一対の端子Ｔ３及び１４間にコンデンサ９を接続する
ことにより構成されている。

」１記ホトトランジスタ５ａ〜８ａは夫々発光ダイオー
ド５ｂ〜８ｂと共に４対のホトカプラ５〜８を構成する
ものである。これら発光ダイオード５ｂ〜８ｂのうち、
発光ダイオード５ｂ、６ｂは、直流電源２から抵抗１０
及び第１のトランジスタ１１を介して同時に通電される
ように接続され、また、発光ダイオード７ｂ及び８ｂは
、直流電源２から上記抵抗１０及び第２のトランジスタ
１２を介して同時に通電されるように接続されている。

従って、第１のトランジスタ１１がオンしたときには、
発光ダイオード５ｂ、６ｂが通電点灯されてホトトラン
ジスタ５ａ、５ａがオンされ、また、第２のトランジス
タ１２がオンしたときには、発光ダイオード７ｂ、８ｂ
が通電点灯されてホトトランジスタ７ａ、８ａがオンさ
れる。そして、この場合において、上記第１及び第２の
トランジスタ１１及び１２は、前記制御回路３の出力端
子Ｑ１及びＱ２から夫々出力されるオン指令信号Ｓ１及
びＳ２によりオンされるようになっている。

１３は電流設定回路で、これは直流電源２の正極Ｐ及び
負極Ｎ間に抵抗１４及び図示極性の定電圧ダイオード１
５を直列に接続すると共に、上記定電圧ダイオード１５
と並列に可変抵抗１６を接続することにより構成されて
いる。従って、斯かる電流設定回路１３にあっては、そ
の可変抵抗１６の摺動端子から電圧レベルが安定した基
準電圧Ｖｓを出力するものであり、その基準電圧Ｖｓは
制御回路３の入力端子Ｐ４に与えられる。また、１７は
負荷電流検出回路で、これは前記通電路２ｂに電流サン
プリング用の抵抗１８を直列に介在させることにより構
成されている。従って、斯かる負荷電流検出回路１７に
あっては、抵抗１８の一端側から前記ブラシレスモータ
１に流れる負荷電流１ａに対応した検出電圧Ｖｄを出力
するものであり、その検出電圧Ｖｄは制御回路３の入力
端子Ｐ５に与えられる。尚、１９は通電路２ａ及び２ｂ
間に接続された平滑用コンデンサであり、これの平滑作
用によってインピーダンス回路４からの出力電圧Ｖ　ｏ
ｕｔの安定化が図られている。

前記制御回路３は、その制御用電源端子Ｐ３及び共通電
源端子２２間に、直流電源２の出力を補助通電路２ｃ及
び通電路２ｂを通じて受けるようになっており、これに
より自身の電源を得るように構成されている。また、制
御回路３は、負荷用電源端子Ｐ１及び共通電源端子２２
間に、直流電源２の出力を通電路２ａ（ひいてはインピ
ーダンス回路４）及び２ｂを通じて受けるようになって
おり、これによりブラシレスモータ１駆動用の電源を得
るように構成されている。そして、上記制御回路３は例
えばマイクロコンピュータを含んで構成されたもので、
予め記憶した制御用プログラムに基づいて前記ブラシレ
スモータ１の回転制御を行なうようになっており、斯か
る制御時には、ブラシレスモータ１の図示しない固定子
コイルに対し、負荷用電源端子Ｐ１及び共通電源端子２
２間に与えられる直流電圧を印加するようになっている
。

さて、制御回路３は、」二連したようなブラシレスモー
タ１の制御の他に、前記第１及び第２のトランジスタ１
１及び１２ひいてはインピーダンス回路４の制御を行な
うものであり、以下その制御内容について全体の作用と
共に説明する。

まず、最初にインピーダンス回路４の機能について説明
する。即ち、ホトトランジスタ５ａ、６ａがオンされ且
つホトトランジスタ７ａ、８ａがオフされた状態では、
直流電源２からの電流が、ホトトランジスタ５ａ、６ａ
及びコンデンサ９を通じて制御回路３に供給されるよう
になって、結集的に上記コンデンサ９には図中矢印Ａ方
向の電流が流れる。また、これとは逆に、ホトトランジ
スタ５ａ、６ａがオフされ且つホトトランジスタ７ａ、
８ａがオンされた状態では、直流電源２からの電流が、
ホトトランジスタ７ａ、８ａ及びコンデンサ９を通じて
制御回路３に供給されるようになって、結果的に上記コ
ンデンサ９には図中矢印Ｂ方向の電流が流れる。この結
果、コンデンサ９には交流電圧が印加されるものであり
、従ってインピーダンス回路４の端子Ｔ１．１２間のイ
ンピーダンスＺは、上記交流電圧の周波数によって変化
するようになる。また、上記インピーダンスＺは、ホト
トランジスタ５ａ、６ａのグループ及びホトトランジス
タ７ａ、８ａのグループのスイッチング周期を変化させ
ることにより、所定範囲で大小変化させることができる
。

しかして、上記スイッチング周期は、第１及び第２のト
ランジスタ１１及び１２のオンオフ周期に対応するもの
であり、制御回路３は、定常時において一ヒ記トランジ
スタ１１及び１２のオンオフ周期を一定に制御すること
により、インピーダンス回路４のインピーダンスＺを一
定に保持するように構成されている。具体的には、制御
回路３は、定常時においては例えば第２図（ａ）、（ｂ
）に示すように、出力端子Ｑ１から所定周期のオン指令
信号Ｓ１を出力すると共に、出力端子Ｑ２から上記オン
指令信号Ｓ１と逆位相のオン指令信号Ｓ２を出力する。

従って、この場合には、オン指令信号Ｓ１による第１の
トランジスタ１１のオンに応じてホトトランジスタ５ａ
、６ａがオンされた状態と、オン指令信号Ｓ２による第
２のトランジスタ１２のオンに応じてホトトランジスタ
７ａ。

８ａがオンされた状態とが交互に繰返されるものであり
、これによりインピーダンス回路４のインピーダンスＺ
が一定に保持される。そして、このような状態では、イ
ンピーダンス回路４からの出力電圧Ｖｏｕｔ　　（つま
り制御回路３を通じてブラシレスモータ１に与えられる
電圧）が、第２図中（Ｃ）に示すような一定レベルとな
るものである。

ここで、」１記のような通電状態で、ブラシレスモータ
１に過電流が流れた場合には、これに応じた負荷電流Ｉ
ａの上昇により負荷電流検出回路１７が発生する検出電
圧Ｖｄのレベルが高くなる。

すると、制御回路３にあっては、」１記検出電圧Ｖｄと
電流設定回路１３からの基準電圧Ｖｓとを比較し、検出
電圧Ｖｄ及び基準電圧Ｖｓ間の電圧差か予め設定された
限度レベル以」二に拡大したとき（例えばｖｄ−に−７
８以上となったとき、但しｋは１より大きい定数）には
、オン指令信号ｓ１及びＳ２の出力周期が長くなるよう
に制御し、これによりインピーダンス回路４のインピー
ダンスＺを大きくする。この結果、オン指令信号ｓ１及
びＳ２の出力周期が第３図に一例を示すような状態とな
ると共に、これに応じて出力電圧Ｖ’ＯＵｔが同図に示
すように低下するようになり、ブラシレスモータ１に流
れる負荷電流１ａが減少すると共に、負荷電流検出回路
１７からの検出電圧Ｖｄが低下するようになる。そして
、制御回路３にあっては、斯様な検出電圧Ｖｄの低下に
応じてＶｄ＝Ｖｓとなったときには、オン指令信号ｓ１
及びＳ２の出力周期のそれ以上の拡大を停止する。また
、この後に負荷電流Ｉａが正常な範囲に戻ったときには
、制御回路３は、第２図に示すような周期のオン指令信
号Ｓ１及びＳ２を出力した状態に復帰し、同図（ｃ）に
示すような一定レベルの電圧Ｖｏｕｔを出力するように
なる。

要するに本実施例によれば、上述したような作用により
ブラシレスモータ１を過電流から保護する機能が得られ
るものである。そして、このときにはブラシレスモータ
１に対する電源供給が停止されることがないため、その
ブラシレスモータ１の運転稼働率の低下を来たすことが
ない。また、このときには電圧可変要素であるコンデン
サ９では無効電力しか消費されないから、電圧可変要素
としてパワートランジスタを用いた従来構成に比べて電
力損失を大幅に軽減できる。しかも、上記コンデンサ９
での発熱がほとんどないから、従来のように放熱器を必
要とせず、全体の小形化を実現できると共に、組立工数
の減少に伴う製造コストの引下げを図り得るものである
。さらに、出力電圧ｖ　ｏｕｔのレベルは、オン指令信
号Ｓ１及びＳ２の出力周期を変更することにより、所定
範囲内で上下させることかできるから、定格入力が異な
るブラシレスモータ１に対しても十分対処することが可
能となり、ハードウェア部分の標準化を大きく促進でき
る。

尚、本発明は上記第１の実施例に限定されるものではな
く、例えば第２の実施例を示す第４図のように、インピ
ーダンス回路４及び制御回路３間の通電路２ａに平滑用
のりアクドル２ｏを介在させても良く、このような構成
とすればインピーダンス回路４の出力電圧Ｖ　ｏｕｔの
平滑作用をより一層向−ｉニさせることかできる。

その他、本発明は上記し且つ図面に示−した各実施例に
限定されるものではなく、例えば他の直流負荷にも適用
できる等、その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施することができる。

［発明の効果］ 本発明によれば以上の説明によって明らがなように、コ
ンデンサの性質を利用したインピーダンス変化により直
流電源の出力電圧を変化させるインピーダンス回路、及
び一定の基準電圧を発生する電流設定回路、並びに前記
直流負荷に流れる電流に応じた検出電圧を発生する負荷
電流検出回路を夫々設けると共に、前記無接点スイッチ
ング素子のスイッチング周期を制御して前記コンデンサ
に所定周波数の交流電圧を印加することにより前記イン
ピーダンス回路のインピーダンスを一定に保持し且つ前
記直流負荷に過電流が流れた場合に前記検出電圧及び基
準電圧の比較に基づいて前記インピーダンス回路のイン
ピーダンスが大きくなるように制御する制御囲路を設け
る構成としたので、直流負荷に過電流が流れたときに、
その直流負荷の稼働状態を保持したままの過電流を抑制
することができると共に、電力損失の大幅な低減を実現
でき、しかも全体の小形化並びに製造コストの低減が可
能になると共に、標準化の促進をも図り得るという優れ
た効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図は本発明の第１の実施例を示すもので
、第１図は回、略図、第２図及び第３図ｉ’１ は作用説明用のタイミングチャートである。また、第４
図は本発明の第２の実施例を示す第１図相当図である。 図中、１はブラシレスモータ（直流負荷）、２は直流電
源、３は制御回路、４はインピーダンス回路、５〜８は
ホトカプラ、５ａ〜８ａはホトトランジスタ（無接点ス
イッチング素子）、５ｂ〜８ｂは発光ダイオード、９は
コンデンサ、１３は電流設定回路、１７は負荷電流検出
回路、１９は平滑用コンデンサ、２０はリアクトルを示
す。 出願人　　株式会社　　東　　　芝 工　　」　　　　工　　」　　　　　　　　０第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、４個の無接点スイッチング素子を単相整流ブリッジ
   回路として接続して成り上記単相整流ブリッジ回路の直
   流出力端子に相当した一対の端子を直流電源及び直流負
   荷間の通電路に介在させると共に同じく単相整流ブリッ
   ジ回路の交流入力端子に相当した一対の端子間にコンデ
   ンサを接続することにより構成されたインピーダンス回
   路と、一定の基準電圧を発生する電流設定回路と、前記
   直流負荷に流れる電流に応じた検出電圧を発生する負荷
   電流検出回路と、前記無接点スイッチング素子のスイッ
   チング周期を制御して前記コンデンサに所定周波数の交
   流電圧を印加することにより前記インピーダンス回路の
   インピーダンスを一定に保持するように設けられ前記直
   流負荷に過電流が流れた場合には前記検出電圧及び基準
   電圧の比較に基づいて前記インピーダンス回路のインピ
   ーダンスが大きくなるように制御する制御回路とを設け
   たことを特徴とする直流電源装置。