JPH01138964A - 電力変換制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （技術分野） 本発明は、調光機能を有する放電灯点灯装置などに用い
られる電力変換制御装置に関するものである。

（背、禁技術） 第１０図は従来例の構成を示すブロック図である。電力
変換装置２は、商用交流電源Ｐより電力線１．．１２を
介して入力された交流電力を電力変換し、負荷３に任意
の電力を供給する。制御信号発生部８１は信号線１．．
１．を介して制御信号を電力変換装置２に入力し、電力
変換装置２から負荷３への出力電力を制御している。し
たがって、この従来例にあっては、電力変換装置２には
電力線１１゜１２及び信号線ら、ｌ、の接続が必要であ
り、配線施工に手間がかかり、また、誤結線等のトラブ
ルが生じる恐れがあった。ここでは、４線式を例示した
が、信号線ら、１４のうち１本を電力線１．　Ｊ、のい
ずれかと共通化して３線式とすることもある。

第１１図は他の従来例の構成を示すブロック図である。

この従来例にあっては、商用交流電源Ｐからの入力電力
を位相制御部１により位相制御し、２本の電力線り、１
２を介して電力変換装置２に入力している。つまり、交
流電圧に位相制御を施すことにより電力変換装置２への
入力電力を制御し、負荷３への供給電力を制御するもの
であり、電力線２線による配線で実現できる。

第１２図は第１１図に示す従来例をさらに具体化した回
路例を示す、電力変換装置２としては、自励式のプッシ
ュプルインバータ２ａを用いている。また、負荷３とし
ては、放電灯３ａを用いている。商用交流電源Ｐの交流
電圧を位相制御部１にて位相制御した電圧は、インバー
タ２ａの入力電圧となる。ヒユーズ４、ラッシュ電流防
止用のチョークコイル６、雑音防止用コンデンサ５、雑
音防止用フィルタ７を介して、全波整流器８の交流入力
端に入力されている。全波整流器８の直流出力端には平
滑コンデンサ１０が接続されている。

この平滑コンデンサ１０の正端子は、定電流用のチョー
クコイル９を介して発振トランス１４の１次巻線ｎ１Ｊ
ｉの中間タップに接続されている０発振トランス１４の
１次巻線ｎ、　、ｎ２の両端は、夫々トランジスタ１７
．１８のコレクタ・エミッタ間を介して、コンデンサ１
０の負端子に接続されている０発振トランス１４の１次
巻線ｎｌ＋’２の両端には、共振用のコンデンサ１３が
並列接続されている０発振トランス１４の帰還巻線ｎ３
の両端は、トランジスタ１７．１８の各ベースに接続さ
れている０発振トランス１４の２次巻線ｎ、は、放電灯
３ａの両端に接続されている。また、予熱用のフィラメ
ント巻線ｎ　Ｇ　＋　ｎ　？は、放電灯３ａの各フィラ
メントに接続されている。トランジスタ１７．１８の各
ベースは、抵抗１２ａ、１２ｂを夫々介して、コンデン
サ１６の正端子に接続されている。コンデンサ１６は、
高速ダイオード１５を介して発振トランス１４の巻線ｎ
４に接続されており、その負端子はコンデンサ１０の負
端子と共通接続されている。

交流電源Ｐを投入して、位相制御部１の出力がインバー
タ２ａに入力され、平滑コンデンサ１０が充電されると
、トランジスタ１７は起動抵抗１１により導通状層に移
行する。この際、発振トランス１４の帰還巻線ｎ、に誘
起された正帰還電圧がトランジスタ１７のベースに印加
され、トランジスタ１７はさらに完全な導通状態となる
。一方、トランジスタ１８のベースには、トランジスタ
１７とは逆に負電圧が印加されており、非導通状態のま
まである。トランジスタ１７のコレクタ電流がチョーク
コイル９あるいはトランジスタ１７自身の制限により飽
和状態となると、帰還巻線ｎ、には前記とは逆方向の電
圧が発生し、トランジスタ１７は急速に非導通状態へ移
行し、トランジスタ１８は導通状態へ移行し、以後、こ
の動作を繰り返して、発振を継続して行く、なお、トラ
ンジスタ１７．１８のベース駆動電源は、発振トランス
１４の巻線ｎ４に発生する高周波電圧を高速ダイオード
１５にて整流し、平滑コンデンサ１６により平滑して発
生しており、ベース抵抗１２ａ、１２ｂを介してトラン
ジスタ１７．１８のベースに供給している。インバータ
２ａの発振が継続し、発振トランス１４の２次巻線ｎ、
に発生する高電圧が放電灯３ａに印加され、放電灯３ａ
が始動点灯する。

フィラメント予熱用巻線ｎ＠＋ｎｌからは放電灯３ａの
各フィラメントに予熱電流が供給される。放電灯３ａへ
供給される電力の制御は、前述のように、インバータ２
ａへの入力電力を位相制御することにより達成される。

第１３図は上記回路の動作波形図である。同図＜８）は
インバータ２ａの入力電圧、同図（ｂ）は放電灯３ａに
流れる放電灯電流、同図（ｃ）はインバータ２ａの入力
電流の波形を夫々示している。以下、動作波形を参照し
ながら、上記従来例の問題点について説明する。

商用交流電源Ｐの交流電圧は位相制御部１にて位相制御
され、インバータ２ａの入力電圧となる。

このため、インバータ２ａの入力電圧は、第１３図（、
）に示すように、ある位相角θ、で急峻に立ち上がり、
インバータ２ａの入力電流は第１３図（ｅ）に示すよう
な波形となる。この波形は、高調波成分を多く含み、位
相制御部１とインバータ２ａの間を結ぶ電力線での雑音
レベルが高くなる。

また、第１３図（ａ）で位相角θを大きくすると、放電
灯３ａへの供給電力が低下し、放電灯３ａを調光状態に
できるが、位相角θをθ２＞９０”のように大きくし過
ぎると、放電灯電流は、第１３図（ｂ）の時刻ｔ２に示
すようになり、放電灯３ａは一時消灯する。その後、放
電灯３ａを再度点灯させるには、大きな始動電圧を必要
とするにも拘わらず、インバータ２ａへの入力電圧が小
さく、特に、波高値が低くなるので、インバータ２ａが
放電灯３ａを始動点灯させるのに十分な電圧を発生する
ことができない、このように、位相角θの制御範囲には
上限があり、放電灯３ａを深い調光状態に制御すること
ができない。また、再始動性を良くするために、インバ
ータ２ａに高電圧発生部を設ける方法もあるが、部品点
数が多くなり、また、構成部品の電圧耐Ｉ等を大きくす
る必要がある。なお、負荷３として、安定稼動にある一
定電圧以上を必要とする負荷を用いる場合には、放電灯
３ａを用いる場合と同様なことが言える。

また、インバータ２ａへの入力電圧の立上り時点ｔ０に
おける入力電流は非常に急峻になるので、位相制御部１
の構成部品やインバータ２ａの整流器８を破壊する恐れ
がある。そのため、インバータ２ａの入力部にチョーク
コイル６あるいは限流抵抗等のラッシュ電流抑制素子を
挿入する必要がある。また、電力変換装置２への入力電
圧の立上りが急峻であるため、電力変換装置２の構成部
品へのストレスが大きくなるという問題がある。

次に、第１４図に示す従来例は、負荷３への供給電力レ
ベルを設定する信号の伝送に、電力線搬送方式を用いた
例であり、第１５図はその原理説明のための波形図であ
る。送信部１ａにおける制御信号発生部１９では、パル
ス符号よりなる制御信号（第１５図（ａ））により連続
発振している高周波信号（第１５図（ｂ））をスイッチ
ングし、パルス符号に応じた断続的高周波信号に変換す
る（第１５図（ｃ））、この断続的高周波信号は、カッ
プリングコンデンサ２０．２１及びカップリングトラン
ス２２を介して電力線の交流電圧に重畳され（第１５図
（ｄ）参照）、電力線を介して受信部１ｂに伝達される
。受信部１ｂには、第１５図（ｅ）に示すような電圧が
入力される。カップリングコンデンサ２３．２５、カッ
プリングトランス２４を介して高周波信号（第１５図（
ｆ））を抽出し、制御信号復調３２６にて復調し、制御
信号（第１５図（ｇ））を再生する。電力変換装置２゛
からはこの制御信号により制御された電力が出力される
。

しかしながら、電力線搬送方式では、電力線を使用して
信号伝送を行うため負荷の影響を受けやすく、また、伝
送距離や容量性・誘導性負荷の有無により信号の減衰Ｉ
が大きく異なり、場合によっては、伝送不可能となるこ
ともある。また、信号伝送の処理が複雑で部品点数が多
くなるという問題もある。

（発明の目的） 本発明は上述のような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、負荷の安定稼動にある一定以
上の電圧を必要とする場合における負荷への供給電圧を
容易に確保できるようにすると共に、構成部品へのスト
レス並びに電力線での雑音レベルを低減し、しかも電力
線搬送方式に比べて、回路構成が簡単で且つ信号伝送の
信頼性が高い電力変換制御装置を提供することにある。

（発明の内示） 本発明に係る電力変換制御装置にあっては、上記の目的
を達成するために、第１図に示すように、交流電圧を小
さい位相角で位相制御する位相制御部１と、この位相制
御された交流電圧を入力として電力変換を行う電力変換
装置２と、前記位相角を検出し、その検出信号を前記電
力変換装置２の制御入力とする位相角検出部１ｃとを有
して成るものである。

第１図は本発明の基本構成図である。交流電源Ｐからの
交流電圧は、位相制御部１にて小さい位相角Δθで位相
制御される。この位相制御された電圧（第２図（ａ）参
照）は、電力変換袋ｒａ２及び位相角検出部１ｃに入力
される０位相制御部１での位相角Δθは、従来の位相制
御のみによる電力変換制御時（第１３図のθ、θ２）に
比べて小さい位相角とし、ＯａくΔθく９００の範囲内
とすることが好ましい、この範囲内であれば、電源電圧
の波高値を維持することができる。このわずかな位相角
Δθを位相角検出部１ｃにて検出し、その検出信号を電
力変換装置２に入力し、電力変換装置２で位相角Δθに
対応する出力電力を負荷３に供。

給するのである。

第２図（ｂ）は電力変換装置の力率が１である場合の入
力電流波形を示す、実線で示す入力電流ＩＡは位相角が
ΔθＡのとき、破線で示す入力電流Ｉ。

は位相角がΔθＢのときの波形を示している６位相角Δ
θが小さいので、入力電流ＩＡ＋ＩＬｌは正弦波とほと
んど同じ波形であり、したがって、入力電流の高調波成
分が少なく、電力線での雑音レベルの低減が可能になる
。また、位相角がΔθＡから６０日に変化しても、電力
変換装置２への入力電圧は安定して供給することができ
、電力変換装置２から負荷３への出力電力供給も安定し
て行うことができる。さらに、電力変換装置２への入力
電圧、入力電流の立上り率は小さくなり、構成部品への
ストレスは低減される。また、電力線搬送方式に比べて
回路構成が簡単になり、且つ、信号伝送を確実に行える
。

第３図は本発明の一実施例の回路図である。電力制御装
置２の入力側には、ヒユーズ４と雑音防止用のコンデン
サ５及びチョーク７を介して、全波整流器８の交流入力
端が接続されている。全波整流器８の直流出力端には、
抵抗２７ａ、２７ｂの直列回路よりなる分圧回路が接続
されている。抵抗２７ｂの両端には電圧規制用のツェナ
ダイオード２８が並列接続されている。抵抗２７ａ、２
７ｂの接続点の電圧はゲート素子２９に入力されて、波
形整形される。ゲート素子２９の出力は、抵抗３１を介
してＰＮＰ形のトランジスタ３６のベースに接続されて
いる。トランジスタ３６のエミッタは、電源電圧ＶＣＣ
のラインに接続されている。

トランジスタ３６のコレクタは、抵抗３７とコンデンサ
３８を介して、アースラインに接続されている。アース
ラインは全波整流器８の負端子に接続されている。コン
デンサ３８の両端には、抵抗３４を介してＮＰＮ形のト
ランジスタ３５のコレクタ・エミッタ間が接続されてい
る。トランジスタ３５のベース・エミッタ間には、抵抗
３０が並列接続されている。トランジスタ３５のベース
は、抵抗３３とコンデンサ３２の直列回路を介してゲー
ト素子２９の出力に接続されている。抵抗３７とコンデ
ンサ３８の接続点の電圧は、オペアンプ４１の非反転入
力端子に接続されている。オペアンプ４１の反転入力端
子は、抵抗３９を介してアースラインに接続されると共
に、抵抗４ｏを介してオペアンプ４１の出力端子に接続
されている。

オペアンプ４１の出力電圧は、発振回路４５の制御入力
端に入力されている。

全波整流器８の直流出力端には、限流抵抗４２を介して
平滑コンデンサ４３が接続されており、この平滑コンデ
ンサ４３には、電圧規制用のツェナダイオード４４が並
列接続されている。平滑コンデンサ４３により得られる
低電圧直流電源は、トランジスタ３６のエミッタ電流供
給源となると共に、ゲート素子２９やオペアンプ４１及
び発振回路４５の駆動電源となる。また、パルストラン
ス４６の１次巻線を励磁するための電源となっている。

発振回路４５の制御出力端は、パルストランス４６の１
次巻線の一端に接続されている。パルストランス４６の
１次巻線の中間タップは電源電圧Ｖｃｃのラインに接続
され、１次巻線の他端はダイオード４７を介してアース
ラインに接続されている。パルストランス４６の２次巻
線は抵抗４８を介して、パワーＭＯＳＦＥＴよりなるス
イッチ素子５０のゲート・ソース間に接続されている。

スイッチ素子５０のゲート・ソース間、には抵抗４９が
並列接続されている。また、抵抗４８には、逆バイアス
用のダイオード５１が並列接続されている。スイッチ素
子５０のドレインは、全波整流器８の正端子に接続され
、ソースはチョークコイル５２の一端に接続されている
。チョークコイル５２の他端は、全波整流器８の負端子
に接続されている。チョークコイル５２の両端には、ダ
イオード５５を介して、負荷３と平滑コンデンサ５４と
抵抗５３の並列回路が接続されている。ダイオード５５
の極性は、全波整流器８からの電流を阻止する方向に接
続されており、いわゆる極性反転型のチョッパー回路を
構成している。

以下、本実施例の動作について曳明する。

交流電源Ｐからの交流電圧は、位相制御部１で小さい位
相角Δθで位相制御される。この位相制御された電圧は
、電力変換装置２に入力され、ヒユーズ４及び雑音防止
用のコンデンサ５とチョーク７を介して、全波整流器８
で全波整流され、第２図（ｃ）に示すような波形となる
。全波整流後の電圧は、位相角検出部１ｃの抵抗２７ａ
、２７ｂにて分圧され、ツェナダイオード２８及びゲー
ト素子２９にて波形整形されて、第２図（ｄ）に示すよ
うな波形となる。この波形が“Ｌｏｗ”レベルである期
間に、トランジスタ３６、抵抗３７、コンデンサ３８で
構成される精分回路・が積分動作を行う。すなわち、ト
ランジスタ３６のベースには、抵抗３１を介して第２図
（ｄ）に示す電圧が印加され、位相角Δθの期間は、ベ
ース電位は“”Ｌ、ｏｗ″レベルとなり、トランジスタ
３６はオンし、抵抗３７を介して、コンデンサ３８が充
電される。、一方、トランジスタ３５は、第２［］（ｄ
）の電圧の立上り時よりコンデンサ３２、抵抗３３．３
０で決まる時間だけオンする。その結果、コンデンサ３
８の充電電荷は、放電抵抗３４、トランジスタ３５を通
して放電される０以上のコンデンサの充・放電によりコ
ンデンサ３８の電位は位相角Δθに対応した電位となる
。この電位をオペアンプ４１にて増幅し、位相角Δθの
検出信号を出力するものである。オペアンプ４１の増幅
率は外付は抵抗３９．４０にて決定される。

位相角Δθの検出信号は、スイッチ素子５０の駆動信号
発生用の発振回路４５に入力される。発振回路４５では
、入力された位相角へ〇の検出信号に対応してスイッチ
素子５０のオンデユーテイを変えている。この際、発振
回路４５の発振周波数は一定としている。まず、発振回
路４５の制御出力端が’Ｌｏｗ”レベルであるときには
、パルストランス４Ｇの１次巻線に電流が流れて、２次
巻線に電圧が誘起され、この電圧が抵抗４８、抵抗４つ
を介して流れ、抵抗４９の両端電圧により、スイッチ素
子５０のゲート・ソース間が順バイアスされ、スイッチ
素子５０をオンさせる０次に、発振回路４５の制御出力
端が“Ｈｉｇｈ”レベルであるときには、パルストラン
ス４６の１次巻線のＮｕエネルギーにより、ダイオード
４７を介して電流が流れる。また、２次巻線には逆起電
力が発生し、ダイオード５１、抵抗４つを介して電流が
流れ、抵抗４つの両端電圧により、スイッチ素子５０の
ゲート・ソース間が逆バイアスされ、ゲーＩ・・ソース
間の蓄績電荷を放電させて、スイッチ素子５０をオフさ
ぜる。

スイッチ素子５０がオンのときは、整流器８を介してチ
ョークコイル５２に電流が流れ、エネルギーがｖ績され
る。スイッチ素子５０がオフになると、チョークコイル
５２のニオ・ｌレギーがダイオード５５を介して、コン
デンサ５４及び負荷３に放出される０発振回路４５の１
周期毎にチョークコイル５２に蓄債されるエネルギーは
、スイッチ素子５０のオンデユーテイに応じて変化する
。したがって、スイッチ素子５０のオンデユーテイを変
えることにより、負荷３への供給電力を制御することが
できる。つまり、第５図に示すように、本実施例にあっ
ては、電力変換装置２の入力電圧に含まれる小さい位相
角Δθを検出し、その検出信号に応じてコンデンサ５４
の電圧■。、を制御し、負荷３への出力電圧を制御して
いるものである。

夾施１」２ 第４図は本発明の他の実施例の回路図である。

本実施例は、負荷として放電灯３ａを用いており、また
、電力制御装置２として直列インバータを用いている。

まず、全波整流器８の直流出力端には、逆流阻止用のダ
イオード７６を介して、平滑コンデンサ５６と抵抗５７
の並列回路が接続されている。平滑コンデンサ５６の両
端には、パワーＭＯ９ＦＥＴよりなるスイッチ素子６つ
及び７０の直列回路が接続されている。各スイッチ素子
６つ及び７０には、それぞれダイオード７１及び７２が
逆並列接続されている。スイッチ素子７０の両端には、
コンデンサ７３とチョークコイル７４を介して放電灯３
ａが接続されている。放電灯３ａの非電源側には予熱電
流通電用のコンデンサ７５が接続されている。このコン
デンサ７５はチョークコイル７４と共にＬＣ直列共振回
路を構成している。

また、コンデンサ７３は直流成分カット用であり、共振
には寄与しない。

発振回路５５は、交互に出力が切り換わる第１及び第２
の制御出力端を有している。第１の制御出力端は、パル
ストランス６１の１次巻線の一端に接続されている。パ
ルストランス６１の１次巻線の中間タップは電源電圧Ｖ
ｃｃのラインに接続され、１次巻線の他端はダイオード
５９を介してアースラインに接続されている。パルスト
ランス６１の２次巻線は抵抗６５を介して、スイッチ素
子６つのゲート・ソース間に接続されている。スイッチ
素子６９のゲート・ソース間には抵抗６７が並列接続さ
れている。また、抵抗６５には、逆バイアス用のダイオ
ード６３が並列接続されている。

発振回路５５の第２の制御出力端は、パルストランス６
２の１次巻線の一端に接続されている。パルストランス
６２の１次巻線の中間タップは電源電圧Ｖｃｃのライン
に接続され、１次巻線の他端はダイオード６０を介して
アースラインに接続されている。パルストランス６２の
２次巻線は抵抗６６を介して、スイッチ素子７０のゲー
ト・ソース間に接続されている。スイッチ素子７０のゲ
ート・ソース間には抵抗６８が並列接続されている。

また、抵抗６６には、逆バイアス用のダイオード６４が
並列接続されている。その他の構成については、第３図
回路と同様であるので、同一の機能を有する部分には同
一の符号を付して重複する説明は省略する。

交流電源Ｐの電圧は、前述したように、位相制御部１に
入力されて、小さな位相角Δθで位相側御され、その後
、電力変換装置２に入力される。

位相角検出部１ｃの動作は前記実施例と同様であり、位
相角Δθを検出して、検出信号を発生する。

この位相角Δθの検出信号は、スイッチ素子６９゜７０
の駆動信号発生用の発振回路５５に入力される６発振回
路５５では、前記位相角Δθの検出信号に応じて、スイ
ッチ素子６９．７０のオン／オフ周期を変化させ、イン
バータの発振周波数を変化させる。すなわち、第７図に
示すように、位相角がΔθ１．Δθ２．Δθ３であると
きに、インバータの発振周波数はそれぞれＬ　、ｒｚ、
ｒｓとなる。

一方、整流器８により全波整流された電圧は、逆流阻止
用のダイオード７６を通り、コンデンサ５６により完全
平滑され、インバータの電源とされる。抵抗５７はコン
デンサ５６の放電用抵抗である。スイッチ素子６９がオ
ン状態で、スイッチ素子７０がオフ状態のときは、コン
デンサ５６がらスイッチ素子６９、コンデンサ７３、チ
ョークコイル７４を介して放電灯３ａに電流が流れる。

このとき、コンデンサ７３が充電される０次に、スイッ
チ素子６９がオフ状態で、スイッチ素子７０がオン状態
のときは、コンデンサ７３を電源として、コンデンサ７
３からスイッチ素子７０、放電灯３ａ、チョークコイル
７４を介して電流が流れる。以下、スイッチ素子６９と
７０が交互にオンされることにより、放電灯３ａには高
周波電力が供給される。

スイッチ素子６９．７０のスイッチング周波数を変える
と、チョークコイル７４のインピーダンスが変化するの
で、放電灯３ａ及びコンデンサ７５に流れる電流が変化
する。放電灯電流をＩＮａ、コンデンサ７５へ流れる電
流をＩｃとすると、インバータの発振周波数が高くなる
と、放電灯電流■ムは減少し、コンデンサ７５の電流１
ｃは増加する。また、インバータの発振周波数が低くな
ると、上記とは逆に、放電灯電流■１ａは増加し、コン
デンサ７５の電流Ｉｃは減少する。

以上のように、インバータの発振周波数を変えることに
より、放電灯３ａへの電流を制御できる。

すなわち、調光ができることとなる。この場合には、電
力変換装置２への入力電力は、位相角Δθがわずかな変
位であるため、十分に供給されており、放電灯３ａを深
い調光状層まで制御することが可能となる。

なお、以上の実施例の説明においては、出力電力の制御
方式として、直流電圧の大きさを制御する方式（第５図
参照）と、高周波電圧の周波数を制御する方式（第７図
）を例示したが、交流電圧の振幅を制御する方式（第６
図参照）や、出力電圧のデユーティを°制御する方式（
第８図参照）を用いても良い、第６図に示す方式では、
入力電圧の位相角Δθに応じて交流電圧のピーク対ピー
ク振幅■。２ｔ！：制御している。また、第８図に示す
方式では、出力電圧のオフデユーティを位相角Δθに応
じて制御しており、オフデユーティはΔθ−Δθ、のと
きにΔＬ、／Ｔ、Δθ＝Δθ２のときにΔｔ２／Ｔとな
り、これにより出力電力が制御されるものである。

また、第９図は位相角検出部１ｃの他の実施例を示して
いる。全波整流器８の直流出力端には、抵抗２７ａ、２
７ｂの直列回路よりなる分圧回路が接続されている。抵
抗２７ｂの両端には電圧規制用のツェナダイオード２８
が並列接続されている。

抵抗２７ａ、２７ｂの接続点の電圧はゲート素子２つに
入力され、波形整形される。ゲート素子２つの出力は、
ＡＮＤ回路７８の一方の入力に接続されている。ＡＮＤ
回路７８の他方の入力には、基準クロック発振器７７か
ら出力される基準クロックが入力されている。この基準
クロックの周波数は、商用交流周波数に比べて十分に高
く設定されている。ＡＮＤ回路７８の出力は、カウンタ
７９のクロック入力に接続されている。カウンタ７９の
リセット端子はゲート素子２９の入力側に接続されてい
る。このカウンタ７９は、リセッＩ・後に入力された基
準クロックの数をカウントシて、そのカウント数を２進
数で出力する。カウンタ７９の出力はＤ／Ａ変換器８０
に入力されている。このＤ／Ａ変換器８０の出力が位相
角検出部１ｃの検出信号となっている。

ゲート素子２９の出力波形は、第２図（ｄ）に示すよう
に、位相角Δθの期間は“Ｌｏ１１″レベルとなり、そ
の他の期間は“Ｈｉｇｈ”レベルとなる。この“Ｈｉｇ
ｂ”レベルの期間には、ＡＮＤ回路７８から基準クロッ
クが出力され、カウンタ７９により計測される。カウン
タ７９は、商用交流電圧のゼロクロス点においてリセッ
Ｉ・されるので、そのカウント値は各半サイクル毎の位
相角Δθに応じて変化する値となる。このカウント値を
Ｄ／Ａ変換器８０にてアナログ信号に変換して検出信号
とするものである。

なお、以上の説明では、第２図に示すように、位相角Δ
θの範囲を０°から小さな位相角までとしたが、交流半
サイクルの後半を削って、１８０゜から小さな位相角と
しても良い。

（発明の効果） 本発明にあっては、位相制御部は電力変換装置に電力制
御情報を与えるための小さい位相角で位相制御を行うも
のであるから、電力変換装置への入力電流のオフ期間が
短く、入力電圧及び電流の立上りが穏やかであり、した
がって、構成部品へのストレスを低減できるという効果
があり、また、入力電流の高調波成分あるいは歪みの低
減が容易で、電力線での雑音レベルを低減できるという
効果がある。また、電力変換装置への入力電圧のレベル
が大きく変化することがないので、負荷の安定稼動に一
定レベル以上の電圧を必要とする場合においても、負荷
制御を安定に行うことができるという効果があり、特に
、放電灯負荷の場合、深い調光レベルまで制御できると
いう利点がある。

また、電力ｔｉ２線にて出力電力の制御が可能であり、
さらに、電力線搬送方式に比べても信号伝送処理が容易
で、伝送距離による影フを受けにくいという利点がある
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図は
同上の動作波形図、第３図は本発明の一実施例の回路図
、第４図は本発明の他の実施例の回路図、第５図は第３
図実施例の動作ｍ引回、第６図は本発明のさらに他の実
施例の動作説明図、第７図は第４図実施例の動作説明図
、第８図は本発明の別の実施例の動作説明図、第９図は
本発明に用いる位相角検出部の他の例を示す回路図、第
１０図は従来例のブロック図、第１１図は他の従来例の
ブロック図、第１２図は同上の具体回路図、第１３図は
同上の動作波形図、第１４図はさらに他の従来例の回路
図、第１５図は同上の動作波形図である。 １は位相制御部、１ｃは位相角検出部、２は電力変換装
置、３は負荷である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電圧を小さい位相角で位相制御する位相制御
   部と、この位相制御された交流電圧を入力として電力変
   換を行う電力変換装置と、前記位相角を検出し、その検
   出信号を前記電力変換装置の制御入力とする位相角検出
   部とを有して成ることを特徴とする電力変換制御装置。
2. （２）電力変換装置はインバータ式の放電灯点灯装置で
   あることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の電力
   変換制御装置。