JPH03198668A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野コ 本発明は、直流電圧を高周波電圧に変換するためのイン
バータ装置に関するものであり、例えば放電灯を高周波
点灯させる用途に利用されるものである。

［従来の技術１ 第１１図は従来のインバータ装置の回路図である。以下
、その回路構成について説明する。商用電源ＡＣは全波
整流用のダイオードブリッジＤＢの交流入力端子に接続
されており、ダイオードブリッジＤＢの直流出力端子に
は、平滑用のコンデンサＣ０及び抵抗Ｒ６が並列接続さ
れている。コンデンサＣ０の両端には、インバータ回路
の主スイツチング素子であるトランジスタＱ、、Ｑ２の
直列回路が並列接続されている。各トランジスタＱ、、
Ｑ２には、それぞれダイオードＤ　Ｉ、　Ｄ　２が逆並
列接続されている。トランジスタＱ、の両端には、直流
成分をカットするための結合コンデンサＣ２と、負荷電
流を帰還させるための電流トランスＣＴ。

とを介して、負荷回路Ｚが接続されている。負荷回路Ｚ
は、インダクタＬ１、コンデンサＣ３及び放電灯ｌより
なるＬＣ共振回路にて構成されており、負荷電流は振動
電流となる。この振動電流は、電流トランスＣＴ、の１
次巻線ｎ１を介して流れる。

したがって、電流トランスＣＴ　ｏの２次巻線ｎ２．ｎ
３には、負荷回路Ｚに流れる振動電流に応じて極性の変
化する電圧が誘起され、この誘起電圧をトランジスタＱ
、、Ｑ２のベース・エミッタ間に印加して、トランジス
タＱ、、Ｑ２を交互にスイッチングさせる。なお、抵抗
Ｒ２、Ｒ３はトランジスタＱＱ２のベース抵抗である。

このインバータ装置は、商用電源ＡＣが投入されたとき
に上述の自励発振動作を開始するための起動回路ＳＴを
備えている。この起動回路ＳＴは電源投入によりコンデ
ンサＣ５が抵抗Ｒ３を介して充電され、その充電電圧が
２端子サイリスタＱ３のブレークオーバー電圧に達する
と、２端子サイリスタＱ、がオンし、トランジスタＱ２
のベースに２端子サイリスタＱ３を介してベース電流を
流してトランジスタＱ２を最初にオン動作させ、インバ
ータ装置を起動するものである。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例にあっては、インバータ装置の起動に２端
子サイリスタＱ３、コンデンサＣＩ、抵抗Ｒ２などから
成る起動回路ＳＴが必要となり、プリント基板上に実装
する場合、基板の形状が太きくなったり、高価になると
いう欠点があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたちのてあり、そ
の目的とするところは、簡単な回路構成でインバータ装
置の起動回路を実現することにある。

［課題を解決するための手段］ 第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図である
。このインバータ装置にあっては、交流電源１を整流回
路３により全波整流し、平滑回路４により平滑な直流電
圧に変換し、この直流電圧をインバータ回路５により高
周波電圧に変換して、負荷２に印加するものである。イ
ンバータ回路５はトランジスタＱ、、Ｑ２のようなスイ
ッチング素子を備えている。第１図に示す回路では、一
方のトランジスタＱ１は自励駆動されており、他方のト
ランジスタＱ２は駆動・制御回路Ｂにより駆動されてい
る。このインバータ装置ては、電源投入時に発振動作を
開始させるために、起動回路で必要であるが、本発明で
は、交流電源１からの整流信号Ａを駆動　制御回路Ｂに
与えて、電源投入後にトランジスタＱ２をオンさせて、
発振動作を開始させるものである。

し作用コ 本発明にあっては、このように、交流電源１からの整流
信号Ａを起動信号として使用しているので、非常に簡単
な回路構成でインバータ装置の起動回路を実現すること
ができる。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第１１図に示す従来例において、
起動回路ＳＴを省略し、代わりに、商用電源１をダイオ
ードＤ。と抵抗Ｒ１の直列回路各こより半波整流した電
圧（第３図参照）をトランジスタＱ２のベースに印加し
ている。また、トランジスタＱの両端には抵抗Ｒ１を並
列接続し、放電灯よりなる負荷ρの両端には抵抗Ｒ５を
並列接続している。

その他の構成については、第１１図に示す従来例と同様
である。

以下、本実施例の動作について説明する。第３図に示す
電圧が高レベルの期間Ｈに、トランジス４ りＱ２がオンされ、コンデンサＣ２が負荷回路Ｚ、限流
用のインダクタンス素子Ｌ１、電流トランスＣＴ　ｏの
１次巻線ｎ、を通して平滑用のコンデンサＣ１から流れ
る電流によって充電される。そして、このコンデンサＣ
２に蓄積された電荷は、第３図に示す電圧が低レベルの
期間りに、平滑回路などの抵抗成分、ダイオードＤ２、
電流トランスＣＴ。

の１次巻線ｎｌ’、限流用のインダクタンス素子Ｌ１、
負荷回路Ｚを通して放電される。このとき、電流トラン
スＣＴ、の２次巻線ｎ２＋ｎ３によりトランジスタＱ、
は順バイアス、トランジスタＱ２は逆バイアスされ、ト
ランジスタＱ、はオン、トランジスタＱ２はオフとなる
。やがて、コンデンサＣ２からの放電電流がゼロになる
と、電流トランスＣＴ　ｏの２次巻線に誘起される電圧
が逆転して、１−ランジスタＱ２が順バイアス、トラン
ジスタＱ１が逆バイアスされて、トランジスタＱ２がオ
ン、トランジスタＱ１がオフとなる。以後は、電流トラ
ンスＣＴｏによりトランジスタＱ、、Ｑ２が交互にオン
、オフされ、インバータ装置の自励発振動作が継続され
る。

以上のように、本実施例にあっては、インバータ装置の
起動回路を簡単に構成できるので、安価なインバータ装
置を提供することができる。

［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の概略構成を示すブロック
図である。本実施例の電源装置は、商用電源１に接続さ
れたフィルター回路２と、商用電源１を全波整流する整
流回路３と、整流回路３の出力を平滑する平滑回路４と
、平滑回路４の出力にて駆動され低周波リップルの少な
い高周波電圧を出力するインバータ回路５とで構成され
る。平滑回路４は、平滑用コンデンサ４１とインダクタ
ンス素子４２、及びスイッチング素子５０を用いて構成
される。スイッチング素子５０は、整流回路４とインバ
ータ回路５とで共用されている。このスイッチング素子
５０は、インバータ起動回路６と制御回路７、及び駆動
回路８によりオン・オフ駆動される。インバータ起動回
路６は、スイッチング素子５０のオフ検出機能を兼ねて
いる。

第５図は本実施例の具体的な回路図である。インバータ
回路５は、主スイツチング素子としてトランジスタ５１
及びＭＯＳＦＥＴ５２を備えている。トランジスタ５１
にはダイオード５３が逆並列接続されており、ＭＯ８Ｆ
Ｆ、Ｔ５２は逆方向の寄生ダイオード５４を備えている
。トランジスタ５１の両端には、直流カット用のコンデ
ンサ５７を介して、コンデンサ５８とトランス５５の１
次巻線５５ａの直列回路が接続されている。さらに、１
−ランス５５の２次巻線５５ｂが帰還手段として使用さ
れており、一方のスイッチング素子であるトランジスタ
５１のベース端子のみに抵抗５６を介してインバータ回
路５の振動電流を帰還している。

次に、平滑回路４は、インダクタンス素子４２と、イン
バータ回路５のＭＯＳＦＥＴ５２及びダイオード５３、
並びに平滑用のコンデンサ４１で構成されている。つま
り、インバータ回路５のＭＯＳＦＥＴ５２及びダイオー
ド５３は、平滑回路４のチョッパー用のスイッチング手
段として兼用されている。整流回路３の出力は、インダ
クタンス素子４２を介してＭＯＳＦＥＴ５２に印加され
ており、ＭＯＳＦＥＴ５２がオンされると、インダクタ
ンス素子４２に電磁エネルギーが蓄積され、ＭＯＳＦＥ
Ｔ５２がオフされると、上記の電磁エネルギーがダイオ
ード５３を介して平滑用のコンデンサ４１に放出される
。平滑用のコンデンサ４１に充電された直流電圧は、イ
ンバータ回路５の入力電圧となる。

次に、インバータ起動回路６は、トランジスタ５１のオ
フを検出するために、ＭＯＳＦＥＴ５２の両端に並列接
続された抵抗６１．６２の直列回路よりなる。この抵抗
６１．６２の直列回路には、インダクタンス素子４２を
介して整流回路３の整流出力が印加されており、起動時
には、商用電源１の整流信号が印加されることになる。

このインバータ起動回路６の出力を受けて、制御回路７
は、ＭＯＳＦＥＴ５２をオン・オフ制御するための信号
を発生する。制御回路７は、単安定マルチバイブレーク
回路７３と、その出力パルス幅を決定するための抵抗７
１及びコンデンサ７２より構成されている。単安定マル
チバイブレータ回路７３は、汎用の集積回路（例えば日
本電気製μＰＤ４５３８）よりなり、立ち下がりトリガ
ー入力端子Ｂが“Ｈｉｇｂ’″レベルから“Ｌｏｕｄ”
レベルに変化した後、一定時間は出力端子Ｑが“”Ｈｉ
ｇｈ”レベル、出力端子互が“Ｌｏｕｄ”レベルとなる
。本実施例にあっては、インバータ起動回路６の出力信
号が単安定マルチバイブレータ回路７３のトリガー信号
となっている。単安定マルチバイブレーク回路７３の出
力端子Ｑが’Ｈｉｇｈ”レベルになる時間（出力端干草
がＩＩ　Ｌ　Ｏ，Ｉ＋レベルになる時間）は、抵抗７１
とコンデンサ７２の時定数で決定される。出力端子Ｑは
、バッファー用集積回路（例えば日本電気製μＰＤ４０
５０）で構成された駆動回路８を介してＭＯＳＦＥＴ５
２のゲート端子に接続されている。駆動回路８は、単安
定マルチバイブレータ回路７３の出力端子Ｑの出力電流
増幅用である。したがって、単安定マルチバイブレーク
回路７３は、ＭＯＳＦＥＴ５２のオン期間を決めるため
のタイマー回路として動作する。なお、商用電源１と整
流回路３の交流入力端子の間には、コンデンサ２１゜２
４とトランス２２．２３を含むフィルター回路２が挿入
されている。このフィルター回路２は、商用電源１から
の商用交流周波数に対しては低インピーダンスとなり、
チョッパー型の平滑回路４のスイッチング周波数に対し
ては高インピーダンスとなるように設計されており、平
滑回路４に流れるスイッチング電流を平滑化して、入力
電流を正弦波に近い波形としているものである。

以下、本実施例の動作をインバータ回路の起動時（イン
バータ回路が発振を開始する前）と、インバータ回路の
起動後（インバータ回路が発振を開始した後）に分けて
説明する。

（ａ）インバータ回路の起動時の動作 まず、商用電源１が投入されると、ＭＯ８ＦＥＴ５２の
両端には、整流回路３の出力電圧がインダクタンス素子
４２を介して印加される。この電圧を、抵抗６１．６２
により分圧した電圧波形図を第６図（イ）に示す。この
とき、抵抗６１．６２により分圧された電圧Ｖ　Ｒ６２
と、単安定マルチバイブレーク回路７３のトリガー入力
端子Ｂのスレシホールド電圧値■ｔｈとの関係は、第６
図（イ）に示すように設定されている。今、抵抗６２の
両端電圧■Ｒ６□が、単安定マルチバイブレーク回路７
３のトリガー入力端子Ｂのスレシホールド電圧値Ｖｔｈ
よりも高い状態から低い状態に変化すると、単安定マル
チバイブレーク回路７３の出力端子Ｑは、第６図（ロ）
に示すように、一定時間だけ”　Ｈｉ　ｇｈ”レベルと
なる。この出力端子Ｑが”Ｈｉｇｈ“ルベルとなる時間
は、抵抗７１とコンデンサ７２により決定される。これ
により、ＭＯ８ＦＥＴ５２はオンし、平滑用のコンデン
サ４１から、コンデンサ５７、コンデンサ５８、トラン
ス５５の１次巻線５５ａを通して電流が流れて、コンデ
ンサ５７が充電される。このとき、トランジスタ５１は
トランス５５の２次巻線５５ｂにより逆バイアスされる
ので、オフ状態となる。やがて、単安定マルチバイブレ
ータ回路７３の出力端子ＱがＩ　Ｌ　ｏＩＩｌｊ＋レベ
ルとなり、ＭＯ３ＦＥＴ５２はオフする。このと１− き、トランス５５の１次巻線５５ａに流れる電流はゼロ
になるので、２次巻線５５ｂには逆の電圧が誘起され、
トランジスタ５１がオンして、コンデンサ５７の放電が
開始され、やがて電流がゼロになると、トランジスタ５
１はオフする。トランジスタ５１がオフすると、再び整
流回路３の出力電圧がインダクタンス素子４２を介して
印加され、上述のように、再びＭＯ８ＦＥＴ５２がオン
する。

以上のように、インバータ回路は起動され、やがて発振
モードへと移行する。

＜ｂ）インバータ回路の起動後の動作 第７図は本実施例の高周波的動作を示す動作波形図であ
る。第７図（イ）はＭＯ３ＦＥＴ５２の両端電圧ＶＤ２
、同図（ロ）は抵抗６２の両端電圧、同図（ハ）はトラ
ンス５５の２次巻線５５ｂの出力電圧を示している。ま
た、第７図（ニ）はＭＯ３ＦＥＴ５２の順方向電流ＩＣ
２と逆方向電流ＩＤ２、同図（ホ）はトランジスタ５１
の順方向電流Ｉ　Ｃ，ｌとダイオード５３に流れる電流
■Ｄ１を示している。この第７図において、期間し、は
ＭＯ３ＦＥＴ５２が第２− フ、トランジスタ５１がオンしている期間であり、期間
Ｌ２はトランジスタ５１がオフ、ＭＯ８ＦＥＴ５２がオ
ンしている期間である。ここで、前記（ａ）で説明した
起動時の動作によりインバータ回路５に振動電流が流れ
出すと、トランス５５の２次巻線５５ｂによりトランジ
スタ５１がバイアスされ、コンデンサ５７の蓄積電荷を
電源としてトランジスタ５１に電流■。１が流れる（第
７図（ホ）参照）。

このとき、１ヘランス５５のコアは飽和磁束に向がって
直線的に磁化される。やがて、コアが飽和磁束に達する
と、インダクタンスは急激にゼロの方向に向かい、その
結果、トランジスタ５１のコレクタ電流の時間変化分は
無限大となる。トランジスタ５１のコレクタ電流■。、
がベース電流のｌ＋ｆｅ倍に達すると、トランジスタ５
１は不飽和状態となり、トランス５５の各巻線５５ａ、
５５１）の誘起電圧は低下するから、帰還されるベース
電流も減少し、トランジスタ５１はオフする。１〜ラン
ジスタ５１がオフした後も、トランス５５の１次巻線５
５ａに流れる振動電流が同一方向に流れようとずるので
、ＭＯＳＦＥＴ５２の寄生ダイオード５４が導通し、電
流ＩＤ２が放電灯等よりなる負荷９、コンデンサ５７、
コンデンサ４１を介して流れる。

寄生ダイオード５４が導通ずると、ＭＯＳＦＥＴ５２の
ドレイン電圧Ｖ、２はゼロになるので、単安定マルチバ
イブレーク回路７３の立ち下がりトリガー入力端子Ｂは
”Ｈｉｇｈ“ルベルから”Ｌｏｗ’“レベルに変化し、
単安定マルチバイブレーク回路７３の出力端子Ｑは“’
Ｈｉｇｂ“ルベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ５２のゲート端
子は順バイアスされる。ＭＯＳＦＥＴ５２の寄生ダイオ
ード５４に流れる振動電流ＩＤ２がゼロになった後は、
コンデンサ４１からインバータ回路を介して流れる振動
電流ＩＣ２と整流回路３からインダクタンス素子４２を
介して流れる電流ＩＤＣとの合成電流■。２が流れる。

このとき、インダクタンス素子４２には、電流ＩＤＣが
流れることによる電磁エネルギーが蓄積される。

やがて、抵抗７１とコンデンサ７２て決まる所定時間の
経過後に単安定マルチバイブレーク回路７３の出力端子
Ｑはｌ　Ｌ　０ｕＩＩＴレベルとなり、ＭＯＳＦＥＴ５
２はオフ状態となる。ＭＯＳＦＥＴ５２のオン時にイン
ダクタンス素子４２に蓄積されていた電磁エネルギーは
、ＭＯＳＦＥＴ５２のオフ時には、ダイオード５３及び
整流回路３のダイオードブリッジを介して平滑用のコン
デンサ４１に放出され、平滑用のコンデンサ４１は充電
される。

この場合、ダイオード５３に流れる電流ＩＤ＋はインバ
ータ回路５からの振動電流ＩＤＩ’と整流回路３の出力
電流ＩＤＣとの合成電流となる。

第８図は本実施例の低周波的動作を示す動作波形図であ
る。第８図（イ）は商用電源１の電源電圧ＶＡＣ１同図
（ロ）は整流回路３の出力電流ＩＤＣ５同図（ハ）は商
用電源１からの入力電流ｌＡＣ３同図（ニ）は平滑用コ
ンデンサ４１の両端電圧ＶＣ５同図（ホ）はインバータ
回路５から出力される高周波電圧ＶＲＦを示している。

以上のように、本実施例にあっては、商用電源１の整流
信号を一方のスイッチング素子の制御回路に入力してイ
ンバータ回路を起動させる起動回路と、インバータ回路
のスイッチング素子のオフ５ を検出し、インバータの発振を継続させる回路を兼用し
たことにより、安価なインバータ装置を提供できるもの
である。

［実施例３コ 第９図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例にあっては、第５図に示す回路において、抵抗
６１．６２の接続点と単安定マルチバイブレータ回路７
３の立ち下がりトリガー入力端子Ｂの間に、波形整形用
のバッファ回路６３を挿入したもので゛ある。このバッ
ファ回Ｆｌ＠６３としては、汎用の集積回路（例えば日
本電気製μＰＤ４０５０）が使用されている。その他の
構成は、第５図に示す回路と同様である。

第１０図は本実施例の動作波形図であり、同図（イ）は
波形整形用のバッファ回路６３への入力信号、同図（ロ
）はバッファ回路６３の出力信号、同図（ハ）は単安定
マルチバイブレータ回路７３の出力端子Ｑの出力信号で
ある。同図（ロ）に示すように、単安定マルチバイブレ
ータ回路７３の立ち下がりトリガー入力端子Ｂに入力さ
れる信号の立ち１６ 下がりを急峻にすることにより、インバータ回路をより
確実に起動することができる。

［発明の効果コ 本発明にあっては、上述のように、少なくとも１つのス
イッチング素子が自動駆動され、発振動作を開始させる
ための起動回路が必要なインバータ装置において、交流
電源を整流した信号を起動信号として使用したので、非
常に簡単な回路構成でインバータ装置の起動回路を実現
できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図は本発明の第１実施例の回路図、第３図は同上の動作
波形図、第４図は本発明の第２実施例の概略構成を示す
ブロック回路図、第５図は同上の具体的な構成を示す回
路図、第６図乃至第８図は同上の動作波形図、第９図は
本発明の第３実施例の回路図、第１０図は同上の動作波
形図、第１１図は従来例の回路図である。 １は交流電源、３は整流回路、４は平滑回路、５はイン
バータ回路、 Ａは整流信号、 Ｂは駆動・ 制御回路、 ２は負荷である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流電源を整流する整流回路と、整流回路の出力
   を平滑する平滑回路と、平滑回路の出力を高周波電圧に
   変換して負荷に供給するインバータ回路とを備え、上記
   インバータ回路は、少なくとも１つのスイッチング素子
   が自励駆動され、発振動作を開始させるための起動回路
   を備えるインバータ装置において、上記起動回路は交流
   電源を整流した信号を起動信号とする回路であることを
   特徴とするインバータ装置。