JPH01144818A - 数値制御形発振回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、デジタル回路で構成されたフェイズロック
ドループ回路（以下、ＰＬＬ回路と記す）の可変周波数
発振回路などに用いられる数値制御形発振回路（以下、
ＮＧＯと記す）に関する。

（従来の技術） デジタル回路で構成されたいわゆるデジタルＰＬＬ回路
の可変周波数発振回路としては、一般に、ＮＧＯ（また
は、デジタル制御発振回路ＤＣＯといわれる）が用いら
れる。

このＮＧＯの従来構成を第５図に示す。図示のＮＧＯは
、加算回路１２とラッチ回路１３からなるアキュムレー
タとして構成されている。

第５図に於いて動作を説明する。入力端子１１に供給さ
れた制御データＤは、加算回路１２に於いて、ラッチ回
路１３のラッチデータと加算される。この加算出力は、
入力端子１４に動作クロックＣＫが入力されるたびにラ
ッチ回路１３にラッチされる。このラッチデータは、出
力端子１５に供給されるとともに、加算回路１２に供給
される。

以上の動作により、出力端子１５には、入力制御データ
Ｄの積分出力が得られる。この場合、アキュムレータに
は、オーバーフロー防止回路などが付加されていないの
で、アキュムレータは、オーバーフローした時点でリセ
ットされた場合と同じ状態となる。これにより、アキュ
ムレータからは、第６図に示すように、次式（１）に示
すような入力制御データＤの値に従った発振周波数で発
振する鋸歯状波が得られる。

但し、 ｆｏｓｃ：アキュムレータの発振周波数［１／５ｌｆｓ
：動作クロックＣＫの周波数［１／ｓｌＮ：アキュムレ
ータの出力データのレベル数上述したＮＧＯは次のよう
な長所を有し、特に、デジタルＰＬＬ回路でなければ実
現することができないような狭帯域ＰＬＬ回路の発振回
路とじては不可欠のものである。

（１）制御データＤ対発振周波数ｆＯ５ｃの比である周
波数感度が、動作クロック周波数ｆｓとアキュムレータ
レベル数Ｎにのみ依存するため、理想的なりニアリティ
を得ることができる。

（２）アキュムレータの出力データのレベル数Ｎを増す
ことにより、分解能を上限なく改善することができる。

（３）発振出力である鋸歯状波をデジタル／アナログ変
換した場合のエンベロープが一定である。

（４）発振出力の位相連続性が保たれる。

第７図に発振出力をアナログ波形として得るように構成
されたＮＧＯを示す。なお、第７図に於いて、先の第５
図と同一部には同一符号を付し、詳細な説明を省略する
。

第５図に於いて、ラッチ回路１３から出力された鋸歯状
波は、正弦波データを書き込まれたルックアップテーブ
ル１６により正弦波データに変換される。この正弦波デ
ータは、必要に応じて、デジタル／アナログ変換回路（
以下、Ｄ／Ａ変換回路と記す）１７により、アナログ値
に変換された後、ローパスフィルタ（以下、ＬＰＦと記
す）１８により平滑される。これにより、歪み及びスプ
リアス成分のない正弦波形が得られ、出力端子１９に供
給される。

このように、デジタル発振出力をアナログ発振出力に変
換する場合にも、前述の長所を全て得ることができるた
め、第５図のＮＧＯは、デジタルとアナログの混在型の
ＰＬＬ回路に有効なものであり、極めて安定でかつ純度
の高い発振出力をえることができる。しかも、第５図の
ＮＧＯに於いては、周波数可変範囲を電圧制御形水晶発
振回路などに比べ大幅に広くすることができる。

ＮＧＯの発振周波数ｆｏｓｃの上限ｆｏｓｃ（ｗａｘ）
は、先の式（１）に於いて、Ｄ−Ｎ／２とすることによ
り求めることができる。これは、次式（２）に示される
ように、動作クロック周波数ｆｓによってのみ決定され
るようになっている。

ｆｏ　ｓ　ｃ　（ｗａｘ　）　＝　ｆ　ｓ　／　２　　
−（２）但し、アナログ正弦波として得る場合には、第
８図に示すように折返しによるスペクトルを除去する必
要があるため、発振周波数ｆｏｓｃの実用範囲は、ｆ　
ｓ／２より小さいものとなる。すなわち、発振周波数ｆ
Ｏｓｃが大きくなるにつれ、ｆＳ　　ｆｏｓｃが小さく
なるため、ＬＰＦ１９によるこれらの分離が困難になっ
ていくわけである。

このように第５図のＮＧＯの発振周波数ｆＯ８ｃは、動
作クロック周波数ｆｓによって制限され、発振周波数ｔ
ｏｓｃを高くするためには、動作クロック周波数ｆｓを
高くする必要がある。

しかし、一般に、アキュムレータは、その分解能を上げ
るために、多くのビット数を処理する加算回路を有して
いる。したがって、動作クロック周波数ｆｓを高くする
ためには、加算回路をパイプライン的に動作させる等の
対策が必要となり、回路規模が非常に大きくなってしま
う。

この回路規模の増大を招くことなく、高い周波数の出力
を得ることができるＮＧＯとして、従来、第９図または
第１０図に示すようなＮＧＯが用いられている。なお、
ＴＪ９図及び第１０に於いて、先の第７図と同一部には
、同一符号を付し、詳細な説明を省略する。

まず、第９図に示すＮＧＯは、ＬＰＦ１８の出力を入力
信号のＭ逓倍の発振出力を出力可能なＰＬＬ回路に入力
することにより、第７図に示すＮＧＯのＭ倍の出力周波
数を得ることできるようにしたものである。

すなわち、ＬＰＦ１８から出力される周波数ｆｏ　ｓ　
ｃ　　（＜　ｆｓ　／２）の信号は、位相検波回路２０
の基準入力端子に供給される。この位相検波回路２０の
比較入力端子には分周回路２３の分周出力が供給されて
いる。位相検波回路２０の検波出力は、ＬＰＦ２１で平
滑された後、電圧制御発振回路（以下、ＶＣＯと記す）
に制御電圧として供給される。このＶＣＯ２２の発振出
力は、分周回路２３でＭ分周されて上記位相検波回路２
０に比較入力として供給されるとともに、出力端子２４
に供給される。これにより、出力端子２４には、ＬＰＦ
１８の出力に同期し、かつ周波数がＭ倍のアナログ正弦
波が得られる。

次に、第１０図に示すＮＧＯは、直行変調形の周波数変
換回路を用いてアキュムレータの発振周波数ｆＯ５ｃよ
り大きな周波数のＮ　Ｇ　Ｏ，出力を得るものである。

すなわち、この第１０図に示すＮＧＯに於いては、アキ
ュムレータの発振出力は、先の第７図に示すＮＧＯと全
く同じ構成により、正弦波に変換されるとともに、ルッ
クアップテーブル２５、Ｄ／Ａ変換回路２６、ＬＰＦ２
７からなる回路により余弦波に変換される。正弦波出力
は、掛算回路２８に供給され、局部発振回路２９の発振
出力を９０″移相回路３０に通した信号と掛算される。

一方、余弦波出力は、掛算回路３１に供給され、局部発
振回路２９の発振出力と掛算される。両掛算出力は、加
算回路３２で加算された後、バンドパスフィルタ３３で
帯域制限され、出力端子３４に供給される。

ここで、第１１図を参照しながら、正弦波出力と余弦波
出力を用いて直行変調回路により、アキュムレータの発
振出力を周波数変換する原理を説明する。

第１１図に於いて、ＯＡなるベクトルは、局部発振回路
２９の発振出力である。今、説明を簡単にするために、
このベクトルＯＡは回転しないものとする。次に、ベク
トルＯＡに直行したＯＢなるベクトルは、９０″移相回
路３０の移相出力である。これら２つのベクトルＯＡ。

ＯＢにそれぞれ正弦波ｓｉｎωｏｓｃ　ｔと余弦波ｃｏ
ｓωｏｓｃ　ｔを掛けてベクトル加算すると、その出力
はベクトルＯＣとなる。但し、ωＯＳＣは２πｆＯ５ｃ
である。ベクトルＯＣは、ペクトωｏｓｃに対して反時
計回りに回転するものである。これは、ωｏｓｃだけ上
記局部発振回路２９の周波数を増加させたことを意味す
る。これにより、第１０図のＮＧＯでは、中心周波数が
局部発振回路２９の発振出力と一致するｖＣＯと等価の
動作を得ることができる。

上述した第９図あるいは第１０図の構成によれば、動作
クロック周波数ｆｓを高くすることなく、ＮＧＯの出力
周波数を高くすることができるので、先の第７図のＮＧ
Ｏと異なり、ＮＧＯの出力周波数を高くしても、回路規
模が増大することはない。

しかし、第９図に示すＮＧＯでは、そのＭ逓倍ＰＬＬ回
路の応答速度を充分速くしておかないと、ＮＧＯを用い
たデジタルＰＬＬ回路自体の応答に影響がでる。このた
め、Ｍ逓倍ＰＬＬ回路のループ利得を充分大きくしなけ
ればならないという問題が新たに生じる。また、ＮＣＯ
の広い可変周波数範囲に対応するために、ＶＣＯ２２と
してＬＣタイプの発振回路を用いるため、発振スペクト
ルの純度が悪くなるという問題が生じる。

一方、第１０図に示すＮＧＯでは、直行変調回路の不完
全性（直行ずれ、キャリアリークなど）によりスプリア
スが生じやすいという問題を有する。第１２図に、直行
変調回路の不完全性によるスプリアス発生例を示す。第
１２図は、ベクトルｏＯ′なるキャリアリークと直行ず
れがある場合を示すものであり、合成ベクトルＯＣは、
その位相変化が一定でなくなると同時に、エンベロープ
も一定でなくなる。この場合の出カスベクトル例を第１
３図に示す。第１３図は、希望するスペクトルｆｏ＋ｆ
ｏｓｃ　　（ｆＯは基準局発周波数）の他に、ｆＯＳ　
ｆＯｆＯ９ｓｆｏ±２ｆｏｓなるスペクトルが発生する
様子を示す。これは、第１２図に点線で示すように、合
成ベクトルＯＣの先端の軌跡が円周上にないためである
。

（発明が解決しようとする問題点） 以上述べたようにＮＧＯに於いては、従来、出力周波数
を高めるためにアキュムレータの動作周波数ｆｓを高め
る構成、あるいは、アキュムレータの発振出力をＰＬＬ
回路を使って逓倍する構成、さらには、直行変調形の周
波数変換回路を用いる構成が考えられていた。

しかし、アキュムレータの動作周波数ｆｓを高める構成
では、回路規模が大きくなるという問題があった。また
、逓倍ＰＬＬ回路を用いる構成では、このＰＬＬ回路の
応答速度を速くする必要があるため、ループ利得を大き
くしなければならないという問題や発振スペクトルの純
度が悪くなるという問題があった。最後に、直行変調回
路を用いる構成によれば、この直行変調回路の不完全性
により、スプリアスが生じやすいという問題があった。

そこで、この発明は、これらの問題を招くことなく、出
力周波数を高めることができるＮＧＯを提供することを
目的とする。

［発明の構成コ （問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するためにこの発明では、ｆｓ［１／ｓ
］なる周波数で人力制御データを積分することにより鋸
歯状波が得られる。この鋸歯状波のサンプルレートは直
線補間によりＭｆｓ（Ｍは整数）に変換される。この変
換出力は合同演算によりＮ７Ｍ　（上記積分手段の発振
出力の振幅レベル数）を法とする関係にある値にレベル
変換される。

（作用） 上記構成によれば、積分手段から出力される鋸歯状波の
サンプル数は、直線補間によりＭ倍とされる。このｆＳ
からＭｆｓにサンプルレート変換された鋸歯状波は、そ
の振幅フルスケール（Ｎレベル）を２π［ｒａｄ］に対
応させると、２π当り最小２Ｍのサンプル数を有してい
ることになる。このような調波をＮ７Ｍを法とするよう
な合同演算によりレベル変換することにより、Ｎレベル
で２πに対応していた振幅をＮ／Ｍレベルで２πに対応
させることができる。これにより、鋸歯状波の周期は、
１／Ｍに短縮され、積分手段から出力される鋸歯状波の
Ｍ倍の周波数を有する鋸歯状波を得ることができる。

なお、上記入力制御データの値がほぼ一定であれば、積
分手段から出力される鋸歯状波は、周期がほぼ一定でか
つ直線的に増加するほぼ完全な鋸歯状波となる。したが
って、直線補間によっても充分にサンプル数をＭ倍にす
ることができる。

（実施例） 以下、図面を参照しながらこの発明の実施例を詳細に説
明する。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図である
。なお、第１図に於いて、先の第７図と同一部には同一
符号を付して詳細な説明を省略する。

第１図に示すＮＧＯは、アキュムレータから出力される
鋸歯状波を２逓倍する例を示す。

第１図に於いて、アキュムレータから出力される鋸歯状
波は、直列接続されたラッチ回路４１゜４２に順次ラッ
チされる。各ラッチ回路４１゜４２のラッチパルスとし
ては、アキュムレータの動作クロックＣＫが使われる。

ラッチ回路４１゜４２の出力は加算回路４３で加算され
る。この加算回路４３の加算出力は、利得１／２の利得
変換回路４４により、振幅レベルを１／２とされる。

この利得変換回路４４の出力は、ラッチ回路１３から出
力される鋸歯状波の相隣合うサンプル点の中央位置のデ
ータを直線補間によって求めたものとなる。したがって
、この利得変換回路４４の出力と上記ラッチ回路４２の
出力とを合せると、サンプルレートがラッチ回路１３か
ら出力される鋸歯状波のサンプルレートの２倍となる鋸
歯状波を得ることができる。

利得変換回路４４の出力はデータ処理回路４５に供給さ
れ、合同演算により、Ｎ／２を法とする関係にある値に
レベル変換される。このデータ処理回路４５は、単に、
入力データの最上位ビット（ＭＳＢ）を無視するという
極めて簡単な回路である。同様に、ラッチ回路４２の出
力も、データ処理回路４６に供給され、合同演算により
、Ｎ／２を法とする関係にある値にレベル変換される。

各データ処理回路４５．４６の出力は、マルチプレクス
回路４７に供給される。このマルチプレクス回路４７は
、入力端子４８に供給される周波数ｆｓのゲートパルス
ＧＰに従って、データ処理回路４５．４６の出力を交互
に選択し、時分割多重する。これにより、マルチプレク
ス回路４７からは、ラッチ回路１３から出力される鋸歯
状波のサンプルレートの２倍のサンプルレートを有する
鋸歯状波を得られる。

なお、マルチプレクス回路４７以降の回路は、Ｄ／Ａ回
路１７の動作周波数が２ｆｓとなる以外は、先の第７図
に示す回路と同じである。

上記構成に於いて、第２図及び第３図を参照しながら動
作を説明する。

第２図は、補間動作及びＮ／２を法とするデータ処理動
作を示している。

第２図に於いて、Ｏで示された点（ａ、ｂ、ｃ。

ｄ、ｅ、ｆ）は、アキュムレータの出力データのサンプ
ルであり、Δで示される点（ｇ、ｈ、ｉ。

ｊ、ｋ）は、これらの補間データである。図示の如く、
この実施例では、補間に直線補間を用いている。これは
、アキュムレータの入力データがほぼ一定であり、鋸歯
状波の発振周波数がほぼ一定の場合には、直線補間デー
タが極めて誤差の少ない推定値となり得るからである。

実際に狭帯域のデジタルＰＬＬ回路にＮＧＯを適用する
ような場合には、ＰＬＬ回路の定常状態に於いて、ＮＧ
Ｏの出力周波数はほとんど変化しないから、直線補間は
実用上極めて有効である。

第２図に於いて、・で示される点（１＋　ｍｒ　　ｎｒ
ｏ＋　　ｐ＋　　ｑ）は、アキュムレータの出力データ
及び直線補間出力データを合同演算によりＮ／２を法と
する関係にある値にレベル変換したサンプルである。ア
キユムレータの出力データ及び直線補間出力データのレ
ンジを第２図に示すように、（０〜Ｎ）とすると、これ
を（０〜Ｎ／２）の範囲となるようにしたものである。

例えば、第２図に於いて、ｈなる点は、その本来の値か
らＮ／２を引かれて１なるサンプルとなる。他のサンプ
ルに関しても同様である。この処理は、具体的には、単
に、ＭＳＢを除いた下位のデータを使うことにより実現
することができる。

以上のようにして処理された出力データのサンプルは、
（ａ、ｇ、ｂ、１．ｍ、ｎ、ｄ、ｊ、Ｏ。

ｐ）であり、図中、実線で示す鋸歯状波となる。

これによれば、得られた鋸歯状波は、アキュムレータか
ら出力される鋸歯状波の周期の１／２の周期を有し、か
つ、この鋸歯状波の周波数の２倍の周波数を有する。

第３図は、第１図に示すマルチプレクス回路４７の動作
を示すタイミングチャートである。図に示す如く、マル
チプレクサ回路４７は、ゲートパルスがローレベルの時
、アキュムレータの出力をデータ処理回路４６で処理し
たものを選択し、ハイレベルの時は、直線補間によって
得たデータをデータ処理回路４５に通したものを選択す
る。

なお、第３図は、第２図の各サンプルに対応した例を示
し、各サンプルは（ａ　＋　　ｇ　＋　　ｂ　＊　　ｌ
＋　ｍｒｎ＋　　ｄ＋　　Ｊ＋　　０＋　　ｐ）の順に
出力される。

以上詳述したようにこの実施例は、アキュムレータから
出力される鋸歯状波のサンプルレートを直線補間により
２倍に変換し、この変換出力を合同演算により、Ｎ／２
を法とする関係にある値にレベル変換することにより、
アキュムレータから出力される鋸歯状波の２倍の周波数
を有する鋸歯状波を得るようにしたものである。

このような構成によれば、従来、アキュムレータの動作
クロック周波数ｆｓによって制限されていたＮＧＯの出
力周波数をデジタル的に逓倍することができるため、ア
ナログ逓倍ＰＬＬ回路や直行変調形層波数変換回路を用
いて出力周波数を高める場合に生じていた位相ジッタの
増大等や希望発振スペクトル以外のスプリアスの発生な
しに、出力周波数を高めることができる。

第２図は、この発明の第２の実施例の構成を示す回路図
である。

先の実施例では、アキュムレータの出力周波数を２逓倍
する場合を説明したが、この実施例は、これを−膜化し
て２に逓倍（Ｋは２以上の正の整数）する場合の構成を
示すものである。この場合は、第１図に於いて、破線で
囲む回路部４９を、第４図に示すように、Ｋ段縦続接続
するようにすればよい。但し、各回路部４９１・・・４
９にのラッチ回路４１．４２のラッチパルスやマルチプ
レクス回路４７のゲートパルスＧＰの周波数は各回路部
４９．・・・４９にごとに２倍される。第４図に於いて
、５０１・・・５０ｘはラッチパルスが供給される端子
であり、５１１・・・５１ｘは、対応する端子５０、・
・・５０ｘに供給されるラッチパルスを反転してゲート
パルスＣＰを生成するインバータである。

なお、先の実施例では、アキュムレータのような積分手
段の出力周波数を２に逓倍する場合を説明したが、３逓
倍、５逓倍、・・・　などの２に逓倍以外の逓倍も可能
なことは勿論である。

また、先の実施例では、マルチプレクス回路４７によっ
て時分割多重を行なう前に、レベル変換を行なう場合を
説明したが、時分割多重を行なった後に、レベル変換を
行なうようにしてもよい。

この他にも、発明の要旨を逸脱しない範囲で種々様々変
形実施可能なことは勿論である。

［発明の効果］ 以上述べたようにこの発明によれば、回路規模の増大や
出カスベクトルの位相雑音及びスプリアスの発生などを
招くことなく、出力周波数を高めることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は第１図の動作を説明するための信号波形図、第３図
は第１図の動作を説明するためのタイミングチャート、
第４図はこの発明の他の実施例の構成を示す回路図、第
５図は従来のＮＧＯの第１の例の構成を示す回路図、第
６図は第５図の動作を説明するための信号波形図、第７
図は従来のＮＧＯの第２の例の構成を示す回路図、第８
図は第７図の動作を説明するためのスペクトル図、示す
回路図、第１１図は第１０図の動作を説明するためのベ
クトル図、第１２図は第１０図の問題を説明するための
ベクトル図、第１３図は第１０図の問題を説明するため
のスペクトル図である。 １１．１４．４８・・・入力端子、１２．４３・・・加
算回路、１Ｂ、４１．４２・・・ラッチ回路、１６・・
・ルックアップテーブル、１７・・・Ｄ／Ａ変換回路、
１８・・・ＬＰＦ、１９・・・出力端子、４４・・・利
得変換回路、４５．４６・・・データ処理回路、４７・
・・マルチプレクス回路、４９，４９１・・・４９　Ｋ
・・・回路部、５０、・・・５０Ｋ・・・入力端子、５
１１・・・５１Ｋ・・・インバータ。 出願人代理人　　弁理士　鈴江武彦 第５図 第６図 第４　図 （２”ｆｓ）　　　　　　（２’ｔｓ）第７　図 第８　図 第１１図 第１２図 第１３図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）所定の動作クロックに従って、入力制御データを
   積分し、鋸歯状波を得る積分手段と、この積分手段から
   出力される鋸歯状波のサンプルレートを直線補間により
   Ｍｆ＿ｓ（Ｍは正の整数）に変換するレート変換手段と
   、 このレート変換手段の変換出力を合同演算によりＮ／Ｍ
   （Ｎは上記鋸歯状波のレベル数を示す正の整数）を法と
   する関係にある値にレベル変換するレベル変換手段とを
   具備したことを特徴とする数値制御形発振回路。
2. （２）上記Ｍが２に設定され、上記レート変換手段及び
   レベル変換手段からなる部分が上記積分手段にＫ段（Ｋ
   は正の整数）縦続接続され、各段の駆動周波数が順次２
   倍ずつ高くなるように構成されていることを特徴とする
   特許請求の範囲の第１項記載の数値制御形発振回路。