JPH011477A - 循環電流制御型サイクロコンバ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、負荷電流が負荷電流指令に一致するように電
流制御回路を介して電流制御する循環電流制御型サイク
ロコンバータの制御装置に関する。

（従来の技術） サイクロコンバータは、一定周波数の交流電力を他の周
波数の交Ｃ最電力に直接変換する電力変換装置であって
、例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数交流電力
を他の周波数の交流電力へと周波数変換する周波数変換
器として、さらには交流可変速電動機の駆動のための可
変周波数・可変電圧交流電源などとして用いられている
。サイクロコンバータは交流電源の電圧を利用してサイ
リスク等の制御整流素子の転流を行わせるため、信頼性
が高く、大容量化が容易である等の利点を持　、ってい
る。その反面、サイクロコンバータは電源から多くの無
効電力をとり、しかもその無効電力は負６；Ｉ側の周波
数に同期して常に変動するという特性がある。このため
、電源系統設備の容量を増大させたり、電源電圧の変動
を招いて同一系統に接続されている電気機器に種々の悪
影響を及ぼしたりする等の問題があった。

このような問題点を解決するため、無効電力補償型サイ
クロコンバータ装置が提案されている。

この装置は、負荷に関係なく’ｉＦ、側コンバータと負
側コンバータとの間に循環するサイクロコンバータの循
環電流を積極的に利用するもので、サイクロコンバータ
の受電端に接続された進相コンデンサの進み無効電力と
サイクロコンバータのとる遅れ無効電力とかちょうど等
しくなるようにサイクロコンバータの循環電流を制御す
ることにより、受電端の基本波力率を常に１に保持し、
電源系統への悪影響を無くすことができるようにしたも
のである。

その場合、進相コンデンサの進み無効電流成分ｌｃとサ
イクロコンバータの遅れ無効電流１ｒは次式の関係を満
足する。

Ｉｃ−１ｒ −Ｋａ　　（Ｉｈ＋Ｉｏ）　　ｓ　　１ｒｚｒｐ＋Ｋａ
−１ｏ　　ａ　ｓｉｎ　αｎ −Ｋａ　　（ｌｈ＋Ｉｏ）Ｓ　　１ｎｃｒｐ＋Ｋａ　−
１ｏ　−５ｉｎ　（１８０’　　−ａ　ｐ）＝Ｋａ　　
（Ｉｈ＋２・　Ｉｏ）ｓ　１ｎａｐ・・　（１） ここで、■ｈ、負荷電流 ＩＯ９循環電流 αｐ：市側点弧制御角 αｎ：負側点弧制御角 （１）式において負荷電流の大きさ及び点弧制御角αｐ
、αｎは、刻々と変化するものであり、例えば負荷電流
Ｉｈの大きさが変化した場合の無効電力制御について説
明すれば次の通りである。

負荷電流１ｈが減少し、サイクロコンバータの遅れ無効
電流１ｒか減少すると、 Ｉｃ＞Ｉｒ となり、受電端の無効電力Ｑは進みとなるが、（１）式
を満足するために循環電流１ｏは増加する。その結果、
遅れ無効電流１ｒが大きくなり、最終的には Ｉｒ−Ｉｃ となるように循環電流１ｏが制御される。

逆に負荷電流Ｉ　ｈが増加し、サイクロコンバータの遅
れ無効電流Ｉｒが増加すると、 Ｉｃ＜、Ｉｒ となり、受電端の無効電力Ｑは遅れとなるが、上記と同
様に（１）式を満足させるために循環電流１ｏが減少す
る。その結果、遅れ無効電流Ｉ「が減少し、やはり最終
的には Ｉｒ−１ｃ となるように循環電流１ｏが制御される。

したがって、循環電流ｉｏは負荷電流１ｈによって左右
されるために、１−記のように無効電力制御を行うと、
循環電流１ｏはその値が小さくなると断続して流れる。

その結果、循環電流Ｉｏの断続期間はサイクロコンバー
タの出力電圧が低下するために、負荷電流１ｈがその指
令値１ｈ　　に追従しなくなるという問題が生ずる。

第４図は従来の循環電流制御型サイクロコンバータとそ
の制御装置を示すものである。ここには正側コンバータ
２Ｐおよび負側コンバータ２Ｎからなるサイクロコンバ
ータ２から限流リアクトル３Ｒおよび限流リアクトル３
Ｓを介して負荷４に交流電力を供給する装置が示されて
いる。正側コンバータ２Ｐおよび負側コンバータ２Ｎに
は、電力系統５から電源変圧器６を介して一定周波数の
交流電力が供給される。

サイクロコンバータ２は、負ｄｏｔ電流１ｈの基準値す
なわち負荷電流指令ｉｈ　　と、正側コンバータ２Ｐお
よび負側コンバータ２Ｎ間を循環する循環電流１ｏの基
準値すなわち循環電流指令１ｏ”とに従って電流制御さ
れる。正負両側コンバータ２Ｐ、２Ｎの各出力電流１ｐ
、Ｉｎはそれぞれ電流検出器］ＯＰ、電流検出器１ＯＮ
によって検出され、加算器１】によって負荷電流１ｈが
Ｉｈ−１ｐ−Ｉｎ　　　　　　　−（２）として求めら
れる。同様に加算２；１２によって電流Ｉｔが Ｉ　ｔ＝Ｉｐ＋Ｉｎ　　　　　　　　−（３）として求
められる。

負６：ｆ電流指令Ｉｈ　　と加算器１１によって求めら
れた負荷電流１ｈとの差すなわち負荷電流偏差ΔＩｈが
加算器２０によって求められ、これを電流制御回路２１
に入力して負荷電流偏差ΔＩｈをゼロとするような電流
制御信号ｓｈを得る。

一方、加算器１１によって得られた負荷電流ｌｈを絶対
値回路１３に通すことにより負荷電流の絶対値を得てこ
れを加算器１２によって得られた電流Ｉｔから加算器１
４によって減算し、さらに演算増幅器１５°により１／
２倍して循環電流１ｏを得る。すなわち、 １ｏ＝（Ｉｐ＋Ｉｎ−１１ｈｌ）／２ ・・・（４） である。循環電流指令■０　と実際の循環電流１ｏとの
偏差すなわち循環電流偏差Δ■０を加算器１６によって
得、これをゼロとするように第２の電流制御回路１７に
よって第２の電流制御信号Ｓｏを得る。

両電流制御信号ｓｈおよびＳｏの和の信号を加算器２２
によって得て正側制御信号Ｓｐを形成し、正側位相制御
回路２５Ｐを介して正側コンバータ２Ｐを制御する。同
様に電流制御信号ｓｈを反転増幅器２３により反転した
信号と電流制御信号Ｓｏとの和の信号を加算器２４によ
って得て負側制御信号Ｓｎを形成し、負側位相制御回路
２５Ｎを介して負側コンバータ２Ｎを制御する。

次に第４図の装置の制御動作について説明する。

まず負荷電流制御について述べる。正側コンバータ２Ｐ
の出力電圧Ｖｐおよび負側コンバータ２Ｎの出力電圧Ｖ
ｎは、Ｋｖを係数、Ｖｓを電圧最大値としてそれぞれ Ｖｐ！Ｋｖ＠ＶｓＩＩＣｏｓａｐ　・・・（５）ｖｎＷ
ＭＫｖＩＩＶＳＩＩＣＯ５αｎ ！ＫｖＩＩＶＳ・ＣＯ５（π−αｐ） ・・・（６） であって、この両電圧か負６：Ｉ端子で平衡した状態で
通常の運転が行われる。負荷電流指令Ｉｈ　　を正弦波
状に変化させると、それに応じて負荷電流偏差ΔＩｈも
変化し、負荷４に正弦波状の負荷電流１ｈが流れるよう
に（５）、（６）式のαｐ。

αｎが制御される。この通常の運転では、正側コンバー
タ２Ｐの出力電圧Ｖｐと負側コンバータ２Ｎの出力電圧
Ｖｎは平衡状態にあるため循環電流１ｏはほとんど流れ
ない。

次に、循環電流制御について述べる。

電流制御回路２１から出力される電流制御信号ｓｈに対
して加算器２２により電流制御回路１７から出力される
電流制御信号Ｓｏが加算される結果、正側位相制御回路
２５Ｐおよび負側位相制御回路２５Ｎへ入力される制御
信号Ｓｐ、Ｓｎは。

電流制御回路１７．電流制御回路２１の増幅率をＫｗ、
Ｋｘとしてそれぞれ次のようになる。

Ｓｐ＝Ｋｗ＊ΔＩｈ＋Ｋｘ＊ΔＩｏ　　・　（７）Ｓｎ
−−ＫｗａΔＩ　ｈ＋Ｋｘ　・ΔＩｏ・　（８）ここで
αｎ＝π−αｐの関係がくずれると、ＫＸ・ΔＩＯに比
例した分だけ正側コンバータ２Ｐの出力電圧Ｖｐと負側
コンバータ２Ｎの出力電圧Ｖｎとの間に不・１；、衡を
生ずる。その差電圧により限流リアクトル３Ｒおよび限
流リアクトル３Ｓを介して循環電流１ｏが流れる。この
循環電流１゜が循環電流指令１ｏ　　を基章としてそれ
より大きいか小さいかにより加算器１６の出力たる循環
電流偏差ΔＩｏが負または正の方向に生じ、それを小さ
くするように上記差電圧を制御する。このようにして、
結果的に循環電流１ｏは循環電流指令１ｏ　　に等しく
なるように制御される。

第５図は循環電流制御型サイクロコンバータの１相分の
等価回路を示すものである。図において、Ｖｐは正側コ
ンバータ２Ｐの出力電圧、Ｖｎは負側コンバータ２Ｎの
出力電圧、Ｉｐは正側コンバータ２Ｐの出力電流、Ｉｎ
は負側コンバータ２Ｎの出力電流、Ｉｈは負荷４に流れ
る負荷電流、ｖｈは負荷端子電圧、Ｒｈは負荷４の抵抗
、Ｌｈは負ｔ’：ｔ　４のインダクタンス、Ｒｒは限流
リアクトル３Ｒ，３Ｓの抵抗、Ｌｒは限流リアクトル３
Ｒ。

３Ｓの自己インダクタンス、Ｍは限流リアクトル３Ｒ，
３Ｓの相互インダクタンスを表している。

電圧および電流を図示した方向にとると、微分演環子を
ｐとして、電圧に関し次の式が成立する。

Ｖｐ　−（Ｒｒ＋Ｌ　ｒ−ｐ）　　Ｉ　ｐ＋ＭΦｐ＋１
１ｎ＋Ｖｈ　　　＝（９）Ｖｎ　−−Ｍφｐ　拳１　ｐ
＋Ｖｈ −（Ｒｒ＋Ｌｒａｐ）Ｉｎ・＝　（１０）Ｖｄ＝　（Ｒ
ｈ＋Ｌｈ−ｐ）Ｉ　ｈ　　−（１１）また、循環電流を
Ｉｏとすると、電流に関して次の式が成１７．する。

ｌｐ−Ｉｎ−１ｈ　　　　　　　　−（１２）Ｉｐ＋Ｉ
ｎ−２・Ｉｏ＋ｌ　Ｉｈ１−　（Ｈ）ここで、（９）式
＋（ｌＯ）式、（９）式−（１０）式を求め、それに（
１２）式、　　（Ｈ）式の関係を考慮すると次の式が得
られる。

Ｖｐ＋Ｖｎ−ＩＲｒ＋　（Ｌｒ−Ｍ）ｐＪＩｈ＋２・ｖ
ｈ　　　　　・・・（１４） Ｖｐ−Ｖｎ−ｆＲｒ＋　（Ｌｒ＋Ｍ）ｐｉＸ　（２・Ｉ
ｏ・ｌ　Ｉｈ１） ・・・（１５） （１４）式および（１５）式はそれぞれ負荷電流制御系
と循環電流制御系の電圧方程式を表している。

（１４）式から負荷端子電圧Ｖｈａを求めると、（１６
）式か得られる。

Ｖｈａ−（Ｖ、ｐ＋Ｖｎ）／２ −（Ｒｒ／２）　　Ｉ　ｈ −ｌ　（Ｌ　ｒ　−Ｍ）　ｐ／２１　　Ｉ　ｈ・・・（
１６） 循環電流制御型サイクロコンバータでは、限流リアクト
ル３Ｒ，３Ｓの自己インダクタンスＬｒと相互インダク
タンスＭが等しい値となるために（１Ｂ）式の右辺第３
項がゼロになる。したがって、負荷端子電圧ｖｈは（１
７）式のようになる。

Ｖｈａ＝　（Ｖｐ＋Ｖｎ）／２ −　（Ｒｒ／　２）　　Ｉ　ｈ　　　−（１７）ここで
、正側コンバータ２Ｐの出力電圧Ｖｐと負側コンバータ
２Ｎの出力電圧Ｖｎの平均電圧は等しい。

（発明が解決しようとする問題点） 以上述べたような制御態様で運転される循環電流制御型
サイクロコンバータには次のような問題点がある。

循環電流１ｏが中断し、例えば正側コンバータ２Ｐのみ
が負荷電流１ｈを供給すると、負荷端子電圧ｖｈｂは（
１６）式から次にようになる。

Ｖｈｂ＝Ｖｐ−（Ｒｒ十Ｌｒ−ｐ）Ｉ　ｈ・・・（１８
） この（１８）式か成ｑする場合、正側コンバータ２Ｐは
単なる制御整流器として動作し、単なる制御整流器の電
圧り程式となる。（１７）式と（１８）式とを比較する
と、右辺第２項の差の分だけ（１８）式は中断時に負６
：Ｉ端子電圧ｖｈが下がり、その結果、負荷電流制御ゲ
インが下かって負荷電流１ｈがその指令値１ｈ＊に追従
しなくなる。

この差電圧ΔＶｈ−Ｖｈｂ−Ｖｈａは、限流リアクトル
の抵抗Ｒｒが十分小さいものとすれば、（１９）式のよ
うになる。

ΔＶｈ−Ｌｒ−ｐ−Ｉ　ｈ　　　　　−（１９）本ｆ明
は以１−の事情を考慮してなされたもので、循環電流の
断続６６域においても負荷電流をその指令値に追従する
ようにＦｌ；ＩＩ　？ａＬ得る請環電流ＩＬｑ御型サイ
クロコンバータの制御装置を提供することを目的とする
ものである。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 本発明による循環電流制御型サイクロコンバータの制御
装置は、負荷電流を人力とする微分演算回路の出力を、
循環電流が断続領域に入ったとき循環電流に対して減少
関数を呈するゲイン特性をもって増幅する口Ｊ変増幅器
を通して増幅し、その増幅出力を負荷電流制御部で得ら
れる電流制御信号に加算することを特徴とするものであ
る。

（作　用） 上記構成によれば、循環電流が減少して中断を生ずるよ
うな場合、負荷電流の微分値を、循環電流に対して減少
関数を呈するゲイン特性をもって増幅して得た補正信号
を負荷電流制御部で得られる電流制御信号に加算するこ
とにより、（１９）式の差電圧Δｖｈを補償し、循環電
流の中断期間中であっても負荷端子電圧を所定値に保ち
、それにより負荷電流をその指令値に追従させることが
できる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示すものである。

ここで第４図と同一の構成部分には同一の符号が用いら
れている。この実施例の特徴は、電流制御回路２１の出
力側に補正回路３０が挿入されていることにある。この
補正回路３０は、電流制御回路２１の出力制御信号ｓｈ
に本発明による補正信号ΔＳを加算する加算器３１と、
負荷電流１ｈを微分する微分回路３２と、この微分回路
３２の出力信号を可変増幅率で増幅して補正信号ΔＳを
出力する可変増幅器３３とからなっている。ｉ’＋Ｊ変
増幅器３３は、ゲインが循環電流１ｏの丁均値に応じて
減少関数特性をもって変化する。

ｎＪ変増幅器３３のゲイン特性の一例を第２図に、また
循環電流■０の種々の通流波形を第３図にそれぞれ示す
。この例では、循環電流１ｏと可変増幅器３３のゲイン
Ｇとの関係が、Ｉｏ−０（第３図（ｃ）参照）のときＧ
−１であり、循環電流１ｏが連続領域から断続領域に移
行する境界点ａ（第３図（ａ）参照）でＧ−０となるよ
うに設定されている。８点での循環電流をＩ　（ａ）と
したとき、Ｑ＜Ｉｏ＜Ｉ（ａ）となるｆモ意の点ｂ（第
３図（ｂ）参照）のゲインＧｂは、当然のことなから０
＜Ｇｂ＜ｌとなる。

第２図の例では、ゲイン特性か一次関数の形で表現され
ているが、必ずしもこれに限られることはない。これは
、あくまでも（１９）式の差電圧Δｖｈを補償するのに
必要な補正信号ΔＳを得るという観点から、微分回路３
２との関連において設定される。

１−紀差電圧Δｖｈの補償がなされているものとし、Ｉ
ｏ−０でＧ＝１であるとしたときの電圧方程式は、 Ｖｈｂ−Ｖｐ−（Ｒｒ＋Ｌ−ｐ）Ｉｈ 十Ｌ−ｐ−Ｉｈ　　　　・・・（２０）となる。（２０
）式において右辺第３項が」−２補正信号ΔＳによって
補償される電圧成分ΔＶｈである。

（２０）式においてリアクトルの抵抗Ｒ「を十分少さい
ものとすれば、（２０）式は次のように表すことができ
る。

Ｖｈｂ−Ｖｐ　　　　　　　　　　　・・・（２１）同
様に、循環電流１ｏの連続の電圧方程式すなわち（１７
）式においてＲｒ−０とおけば、Ｖｈａ−（Ｖｐ十Ｖｎ
）／２　　−　（２２）となる。

（２１）式の出力電圧ｖｈｂと（２２）式の出力電圧Ｖ
ｈａとは等しくなる。

このようにして循環電流ＩＯが断続する場合であっても
連続領域と同峰に負荷端子電圧をその指令値に追従させ
、それにより負荷電流をその指令値に追従させることが
できる。

以上の説明においては、便宜上、限流リアクトルの抵抗
Ｒｒが十分少さいものとして扱ってきたが、微分回路３
２での演算に抵抗Ｒ「が考慮されるように構成すれば、
より正確な補償を行わせることができる。

〔発明の効果〕

以１−述べたように、本発明は、循環電流の中断期間中
、限流リアクトルの抵抗および１己インダクタンスによ
る電圧降下をｈＲｍすることによって、負荷電流をその
指令値に、より忠実に追従させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の装置における可変増幅器のゲイン特性の一例を
示す特性図、第３図は循環電流の種々の通流波形を示す
電流波形図、第４図は従来の循環電流制御型サイクロコ
ンバータの制御装置のブロック図、第５図は第４図の装
置におけるサイクロコンバータの１相分の等価回路であ
る。 ２・・・サイクロコンバータ、２Ｐ・・・正側コンバー
タ、２Ｎ・・・負側コンバータ、３Ｒ，３Ｓ・・・限流
リアクトル、４・・・負荷、６・・・電源変圧器、１７
゜２１・・・電流制御回路、３０・・・補正回路、３１
・・・加算器、３２・・・微分回路、３３・・・可変増
幅器。 出願人代理人　　佐　　藤　　−雄 第５図 本（ピ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 負荷電流が負荷電流指令に一致するように電流制御回路
   を介して電流制御する循環電流制御型サイクロコンバー
   タの制御装置において、負荷電流の検出信号を微分する
   微分回路と、この微分回路の出力信号を、コンバータ循
   環電流の断続領域において循環電流に対して減少関数を
   呈するゲイン特性をもって増幅する可変増幅器と、この
   可変増幅器の出力信号を前記電流制御回路の出力信号に
   加算する手段とを具備したことを特徴とする循環電流制
   御型サイクロコンバータの制御装置。