JPH011476A - 循環電流制御型サイクロコンバ−タの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、負荷電流が負荷電流指令に一致するように電
流制御回路を介して電流制御する循環電流制御型サイク
ロコンバータの制御装置に関する。

（従来の技術） サイクロコンバータは、一定周波数の交流電力を他の周
波数の交流電力に直接変換する電力変換装置であって、
例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用周波数交流電力を
他の周波数の交流゛出力へと周波数変換する周波数変換
器として、さらには交流可変速電動機の駆動のための可
変周波数・可変電圧交流電源などとして用いられている
。サイクロコンバータは交流電源の電圧を利用してサイ
リスク等の制御整流素子の転流を行わせるため、信頼性
が高く、人容二化が容易である等の利点を持っている。

その反面、サイクロコンバータは電源から多くの無効電
力をとり、しかもその無効電力は負イ：：ｒ側の周波数
に同期して常に変動するという特性がある。このため、
電源系統設備の容量を増大させたり、電源電圧の変動を
招いて同一系統に接続されている電気機器に種々の悪影
響を及ぼしたりする等の問題があった。

このような問題点を解決するため、無効電力補償型サイ
クロコンバータ装置か提案されている。

この装置は、負荷に関係なく正側コンバータと負側コン
バータとの間に循環するサイクロコンバータの循環電流
を積極的に利用するもので、サイクロコンバータの受電
端に接続された進相コンデンサの進み無効電力とサイク
ロコンバータのとる遅れ無効電力とがちょうど等しくな
るようにサイクロコンバータの循環電流を制御すること
により、受電端の基本波力率を常１′−１に保持し、電
源系統への悪影響を無くすことができるようにしたもの
である。

その場合、進相コンデンサの進み無効電流成分Ｉｃとサ
イクロコンバータの遅れ無効電流１ｒは次式の関係を満
足する。

Ｉｃ−１ｒ −＊Ｋａ　　（Ｉｈ＋Ｉｏ）　　・　５ｉｎａｐ＋Ｋａ
ｌｏ　　ＩＩ　ｓｉｎαｎ −Ｋａ　　（Ｉｈ＋Ｉｏ）　　・５ｉｎｃｒｐ＋Ｋ　ａ
　−１ｏ　−５ｉｎ　（１８０°　−ａ　ｐ）−Ｋａ　
　（ｌｈ＋２・　Ｉｏ）ｓ　ｉｎαｐ・・・　（１） ここで、Ｉｈ：負荷電流 ＩＯ＝循環電流 αｐ：市側点弧制御角 αｎ：負側点弧制御角 （１）式において負荷電流の大きさ及び点弧制御角αｐ
、αｎは、刻々と変化するものであり、例えば負荷電流
１ｈの大きさが変化した場合の無効電力制御について説
明すれば次の通りである。

負荷電流１ｈが減少し、サイクロコンバータの遅れ無効
電流１ｒが減少すると、 Ｉｃ、＞Ｉｒ となり、受電端の無効電力Ｑは進みとなるが、（１）式
を満足するために循環電流ＩＯは増加する。その結果、
遅れ無効電流１ｒが大きくなり、最終的には Ｉｒ−１ｃ となるように循環電流ＩＯ−が制御される。

逆に負荷電流１ｈが増加し、サイクロコンバータの遅れ
無効電流１’　ｒが増加すると、Ｉｃ＜Ｉｒ となり、受電端の無効電力Ｑは遅れとなるが、上記と同
様に（１）式を満足させるために循環電流！０が減少す
る。その結果、遅れ無効電流Ｉ「が減少し、やはり最終
的には Ｉｒ−１ｃ となるように循環電流■０が制御される。

したがって、循環電流ＩＯは負でｆ電流１ｈによって左
右されるために、上記のように無効電力制御を行うと、
循環電流１ｏはその値が小さくなると断続して流れる。

その結果、循環電流１ｏの断続期間はサイクロコンバー
タの出力電圧が低ドするために、負荷電流１ｈがその指
令値１ｈ　　に追従しなくなるという問題が生ずる。

第３図は従来の循環電流制御型サイクロコンバータとそ
の制御装置を示すものである。ここには正側コンバータ
２Ｐおよび負側コンバータ２Ｎからなるサイクロコンバ
ータ２から限流リアクトル３Ｒおよび限流リアクトル３
Ｓを介して負荷４に交流電力を供給する装置が示されて
いる。正側コンバータ２Ｐおよび負側コンバータ２Ｎに
は、電力系統５から電源変圧２＝６を介して一定周波数
の交流電力が供給される。

サイクロコンバータ２は、負荷電流１ｈの基準値すなわ
ち負荷電流指令１ｈ　　と、正側コンバータ２Ｐおよび
負側コンバータ２Ｎ間を循環する循環電流ｉｏの基り値
すなわち循環電流指令１ｏ”とに従って電流制御される
。正負両側コンバータ２Ｐ、２Ｎの各出力電流１ｐ、Ｉ
ｎはそれぞれ電流検出器１０Ｐ、電流検出器１ＯＮによ
って検出され、加算器１１によって負荷電流１ｈがＩｈ
−１ｐ−Ｉｎ　　　　　　　−（２）として求められる
。同様に加算器１２によって電流Ｉｔが Ｉ　　ｔ＝Ｉｐ＋Ｉｎ　　　　　　　　　・＋＋　　（
３）として求められる。

負荷電流指令１ｈ　　と加算器１１によって求められた
負荷電流１ｈとの差すなわち負荷電流偏差ΔＩ　ｈが加
算器２０によって求められ、これを電流１；ｊ制御回路
２】に入力して負６：ｊ電流偏差ΔＩｈをゼロとするよ
うな電流制御信号ｓｈを得る。

一方、加算器１１によって得られた負６１ｆ電流Ｉｈを
絶対値回路１３に通すことにより負荷電流の絶対値をＩ
ｌｌでこれを加算器１２によって１１７られた電流Ｉｔ
から加算器１４によって減算し、さらに演算増幅器１５
により１／２倍して循環電流１ｏを得る。すなわち、 １ｏ＝　（Ｉｐ＋Ｉｎ−１１ｈｌ）／２・・・（４） である。循環電流指令ｉｏ　　と実際の循環電流Ｉｏと
の偏差すなわち循環電流偏差ΔＩｏを加算器１６によっ
てｉ′４、これをゼロとするように第２の電流制御回路
１７によって第２の電流制御信号Ｓｏを得る。

両電流制御信号ｓｈおよびＳｏの和の信号を加ｎ器２２
によって得て正側制御信号Ｓｐを形成し、正側位相制御
回路２５Ｐを介して正側コンバータ２Ｐを制御する。同
様に電流制御信号ｓｈを反転増幅器２３により反転した
信号と電流制御信号ＳＯとの（口の信号を加算器２４に
よって得て負側制御信号Ｓｎを形成し、負側位相制御回
路２５Ｎを介して負側コンバータ２Ｎを制御する。

次に第３図の装置の制御動作について説明する。

まず負荷７＋ｉ流制御について述べる。正側コンバータ
２Ｐの出力電圧Ｖｐおよび負側コンバータ２Ｎの出力電
圧Ｖｎは、Ｋ　ｖを係数、Ｖｓを電圧最大値としてそれ
ぞれ Ｖｐ−Ｋｖ０Ｖｓ＠ｃｏｓａｐ　　−＝（５）Ｖｎ−Ｋ
ｖ　＠Ｖｓ　＠ｃ　ｏ　ｓ　ａｎ−Ｋｖ−Ｖｓ　・ｃｏ
ｓ　（π−αｐ）・・・（６） であって、この両型圧が負４１端子で平衡した状態で通
常の運転が行オ〕れる。負荷電流指令１ｈ　　を正弦波
状に変化させると、それに応じて負６：ｆ電流偏差Δ１
ｈも変化し、負荷４に正弦波状の負荷電流！ｈか流れる
ように（５）、　　（６）式のαｐ。

ａｎか制御される。この通常の運転では、１１−側コン
バータ２Ｐの出力電圧Ｖｐと負側コンバータ２Ｎの出力
電圧Ｖｎは平衡状態にあるため循環型ｉ＋！’Ｅ　Ｉ　
Ｏはほとんど流れない。

次に、循環電流制御について述べる。

電流制御回路２１から出力される電流制御信号ｓｈに対
して加算器２２により電流制御回路１７から出力される
電流制御信号Ｓｏが加算される結果、正側位相制御回路
２５Ｐおよび負側位相制御回路２５Ｎへ人力される制御
信号Ｓｐ、Ｓｎは。

電流制御回路１７．電流制御回路２１の増幅率をＫｗ、
Ｋｘとしてそれぞれ次のようになる。

Ｓ　　ｐ　＝Ｋｗ−Δ　Ｉ　ｈ　十　Ｋ　Ｘ　・　Δ　
Ｉｏ−（７）Ｓ　ｎ　＝　−Ｋ　ｗ　・ΔＩｈ＋ＫＸ・
ΔＩｏ＝・（８）ここでαｎ＝π−αｐの関係がくずれ
ると、Ｋ　ｘ・Δｌｏに比例した分たけ正側コン１１−
タ２Ｐの出力電圧Ｖｐと負側コンバータ２Ｎの出力電圧
Ｖｎとの間に不・ド衡を生ずる。その差電圧により限流
リアクトル３Ｒおよび限流リアクトル３Ｓを介して循環
電流ｉｏが流れる。この循環電流１ｏが循環電流指令１
ｏ　を基準としてそれより大きいか小さいかにより加Ｗ
　器１ｂの出力たる循環電流偏差ΔＩｏが負または正の
方向に生じ、それを小さくするように上記差電圧を制御
する。

このようにして、結果的に循環電流Ｉｏは循環電流指令
１ｏ　　に等しくなるように制御される。

第４図は循環電流制御型サイクロコンバータの１相分の
等価回路を示すものである。図において、ＶｐはＷ側コ
ンバータ２Ｐの出力電圧、ｖｎは負側ｒンバータ２Ｎの
出力電圧、■ｐは正側コンバータ２Ｐの出力電流、Ｉｎ
は負側コンバータ２Ｎの出力電流、Ｉｈは負Ｑ４に流れ
る負荷電流、ｖｈは負荷端子電圧、Ｒｈは負イ：：ｒ　
４の抵抗、Ｌｈは負荷４のインダクタンス、Ｒｒは限流
リアクトル３Ｒ，３Ｓの抵抗、Ｌｒは限流リアクトル３
Ｒ。

３Ｓの自己インダクタンス、Ｍは限流リアクトル３Ｒ，
３Ｓの相互インダクタンスを表している。

電圧および電流を図示した方向にとると、微分演ｐ子を
ｐとして、電圧に関し次の式が成立する。

Ｖｐ−（Ｒｒ＋Ｌｒ−ｐ）Ｉｐ ＋Ｍ−ｐ　・Ｉｎ＋Ｖｈ　　　−（’））Ｖｎ−−Ｍ−
ｐ−１ｐ＋Ｖｈ −（Ｒｒ　　＋Ｌ　　ｒ　　拳　ｐ）　　　Ｉ　　ｎ−
（１０）Ｖｄ−（Ｒｈ＋Ｌｈ−ｐ）ｌ　ｈ　　・・・（
１１）また、循環電流をＩｏとすると、電流に関して次
の式が成−γする。

ｌｐ−Ｉｎ−Ｉｈ　　　　　　　　−（１２）ｒｐ＋Ｉ
ｎ−２・Ｉｏ＋Ｉ　Ｉｈ１＝　（＋３）ここで、（９）
式＋（１０）式、（９）式−（１０）式を求め、それに
（１２）式、　　（１３）式の関係を考慮すると次の式
が得られる。

Ｖｐ＋Ｖｎ＝　ＩＲｒ＋　（Ｌｒ−Ｍ）ｐｌ　　Ｉｈ＋
２・ｖｈ　　　　　・・・（１４） Ｖｐ−Ｖｎ＝　ｉＲｒ＋ｕ、ｒ＋Ｍ）ｐｉ×（２・１０
・１ｌｈｌ） ・・・（１５） （１４）式および（１５）式はそれぞれ負荷電流制御系
と循環電流制御系の電ハ三方程式を表している。

（１４）式から負荷端子電圧Ｖｈａを求めると、（１Ｇ
）式が得られる。

Ｖｈａ−（Ｖｐ＋Ｖｎ）／２ −（Ｒｒ／　２）Ｉ　ｂ −Ｉ　（Ｌ　ｒ　−Ｍ）　ｐ／２１　　Ｉ　ｈ・・・（
＋６） 循環電流制御型サイクロコンバータでは、限流リアクト
ル３Ｒ，３Ｓの自己インダクタンスＬｒとｒｌＪ互イン
ダクタンスＭが等しい値となるために（１（ｉ）式の右
辺第３項がゼロになる。したがって、負６：ｆ端子電圧
ｖｈは（１７）式のようになる。

Ｖ　ｈ　ａ　＝　（Ｖ　ｐ　＋　Ｖ　ｎ　）　／　２−
　（Ｒｒ／２）Ｉｈ　　　・・・（１７）ここで、正側
コンバータ２Ｐの出力電圧Ｖｐと負側コンバータ２Ｎの
出力電圧Ｖｎの・１４均電圧は等しい。

（発明が解決しようとする問題点） 以１−述べたような制御態様で運転される循環電流制御
型サイクロコンバータには次のような問題点がある。

循環電流１ｏが中断し、例えば正側コンバータ２Ｐのみ
が負荷電流ｔｈを供給すると、負荷端子電圧Ｖ　ｋｌｂ
は（１６）式から次にようになる。

Ｖｈｂ−Ｖｐ−（Ｒｒ＋Ｌｒ争ｐ）Ｉｈ・・・（１８） この（１８）式が成立する場合、正側コンバータ２Ｐは
単なる制御整流器として動作し、単なる制御整流器の電
圧方程式となる。（１７）式と（１８）式とを比較する
と、右辺第２項の差の分たけ（１８）式は中断時に負荷
端子電圧ｖｈがドがり、その結果、負荷電流制御ゲイン
がドがって負６：ｊ電ＩＭＩ　ｈかその指令値１ｈ＊に
追従しなくなる。

この差電圧ΔＶｈ−Ｖｈｂ−Ｖｈａは、限ｆんリアクト
ルの抵抗Ｒｒが十分小さいものとすれば、（１９）式の
ようになる。

ΔＶｈ−Ｌ　ｒ　・ｐ−１ｈ　　　　　＝ｌ１９）本発
明は以」、の事情を考慮してなされたもので、循環電流
の断続領域においても負荷電流をその指令値に追従する
ように制御しｉｒ７る循環電流制御型ザイクロコンバー
タの制御装置を提供することを目的とするものである。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 本発明による循環電流制御型サイクロコンバータの制御
装置は、循環電流が中断した場合、その中断期間を検出
し、負荷電流を入力とする微分演算回路の出力をその中
断期間のみ、負荷電流制御部で得られる出力制御信号に
加算してり、え、負荷電流がその指令値に追従するよう
にしたものである。

（作　用） １−記構成によれば、循環電流の中断期間中、負荷電流
の変化分に比例したｆハ号により、（１９）式の差電圧
Δｖｈがｈｌｉ償され、循環電流の中断期間中であって
も負荷端子電圧が所定値に保たれ、それにより負荷電流
をその指令値に追従させることができる。

（実施例） 第１図は本発明の一実施例を示すものである。

ここで第３図と同一の構成部分には同一の７１号が用い
られている。この実施例の特徴は、電流制御回路２１の
出力側に補正回路３０が挿入されていることにある。こ
の補正回路３０は、電流制御回路２１の出力制御信号ｓ
ｈに本発明によるｔ＋ｌｉ　ｉＥ信号ΔＳを加算する加
算器３１と、補正信号ΔＳをオンオフするアナログスイ
ッチ３２と、循環電流１ｏのオフ期間を検出してアナロ
グスイッチ３２をオン制御するオフ期間検出回路３３と
、負Ｇｆ電流１ｈを微分してアナログスイッチ３２に送
出する微分回路３４とからなっている。

微分回路３４は負荷電−１ｔｆ、　Ｉ　ｈを人力し、そ
の微分子ｉ　Ｊ　ｈ−ｐにｉｌｌ当する信号を出力する
。オフ期間検出回路３３は、第２図にホずように、循環
型１ｔＥｌ　ｏ　（１ｏａ、　　ｌ　ｏｂ、　　ｌ　ｏ
ｃ−）がゼロである期間のみ“１”信号を出力し、アナ
ログスイッチ３２をオン制御する。第２図の場合、循環
電流１ｏａの零電流期間は零であり、″１″信号を出力
することはない。Ｊｏｂの零電流期間はＴｂであって、
このＴｂ期間だけ“１″信号を出力する。

同様に、Ｉｏｃの零電流期間はＴｃてあって、このＴｃ
期間だけ“１”信号を出力する。

オフ期間検出回路３３から出力される“１″信号により
アナログスイッチ３２がオンとされることにより、微分
回路３４から出力される補正信号ΔＳが加口器３１を介
して電流制御回路２１の出力制御信号ｓｈに加算される
。したがって、補正１ｉ号ΔＳの大きさを（１９）式に
示した差電圧Δｖｈに対応するように設定すれば、循環
電流ｌｏの零明間中でも差電圧ΔＶ　Ｉｌ＝　０とする
ことができる。

この場合の電圧ｈ°稈式は、 Ｖｈｂ−Ｖｐ−（Ｒｒ＋Ｌ　・ｐ）Ｉ　ｈ＋Ｌ−ｐ・Ｉ
ｈ　　　　　・・・（２０）となる。（２０）式におい
て右辺第３項が上記補正信号ΔＳによって補償される電
圧成分Δｖｈである。

（２０）式においてリアクトルの抵抗Ｒ「を十分小さい
ものとすれば、（２０）式は次のように表すことができ
る。

ｖｈｂ−ｖｐ　　　　　　　　　　　・　（２１）同様
に、循環電流１ｏの連続の電圧方程式すなわち（１７）
式においてＲｒ−０とおけば、Ｖｈａ　−（Ｖｐ＋Ｖｎ
）／２　　　　−＜２２）となる。

（２１）式の出力電圧ｖｈｂと（２２）式の出力電圧Ｖ
ｈａとは等しくなる。

このようにして循環電流１ｏが断続する場合であっても
連続領域と同様に負荷端子電圧をその指令値に追従させ
、それにより負荷電流をその指令値に追従させることが
できる。

以上の説明においては、便宜に、限流リアクトルの抵抗
Ｒ［が十分小さいものとして扱ってきたが、微分回路３
４での演算に抵抗Ｒ「が４慮されるように構成すれば、
より正確な補償を行わせることかできる。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明は、循環電流の中断期間中、
限流リアクトルの抵抗および自己インダクタンスによる
電圧時ドを補償することによって、負荷電流をその指令
値に、より忠実に追従させることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
第１図の装置におけるオフ期間検出回路の作用を説明す
るためのタイムチャート、第３図は従来の循環電流制御
型サイクロコンバータの制御装置のブロック図、第４図
は第３図の装置におけるサイクロコンバータの１相分の
等価回路である。 ２・・・サイクロコンバータ、２Ｐ・・・正側コンバー
タ、２Ｎ・・・負側コンバータ、３Ｒ，３Ｓ・・・限流
リアクトル、４・・・負荷、６・・・電源変圧器、１７
．２１・・・電流制御回路、３０・・・補正回路、３１
・・・加算器、３２・・・アナログスイッチ、３３・・
・オフ期間検出回路、３４・・・微分回路。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 負荷電流が負荷電流指令に一致するように電流制御回路
   を介して電流制御する循環電流制御型サイクロコンバー
   タの制御装置において、負荷電流の検出信号を微分する
   微分回路と、コンバータ循環電流のオフ電流期間を検出
   するオフ電流期間検出回路と、このオフ電流期間検出回
   路がコンバータ循環電流のオフ電流期間を検出したとき
   前記微分回路の出力を前記電流制御回路の出力信号に加
   算する手段とを具備したことを特徴とする循環電流制御
   型サイクロコンバータの制御装置。