JPH01170286A - 多重伝送信号再生装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、多重歓送システムに係り、特に映像信号にデ
ィジタル符号化した音声などを多重して伝送するに有効
な伝送信号を受信する多重伝送信号再生装置に関する。

〔従来の技術〕

ディジタル符号化されたＰＣＭ音声と映像信号を多重す
る方法については、昭和５８年６月発行財団法人４波技
術協会編の衛星放送受信技術調査会報告１１部「衛星放
送受信機」などで報告されているが、現行ＮＴＳＣの映
１＃！信号に５．７２７２■ｈの副搬送波を用いてＰＣ
Ｍ音声を多重しているため、現行の地上テレビジ曹ン放
送の帯域を満足せず、地上テレビジョン信号に用いるこ
とは困難である。

一方、現行地上テレビジ曹ン放送への多重伝送の可能性
を昭和５８年１月に日本放送出版協会より発行された日
本放送協会編の放送技術双書２「放送方式」の２０５頁
に記載されているが、高品質音声２チヤネルを伝送する
ための約１Ｍピット／秒の伝送容量を確保できる方式に
ついては記載されていなかりた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上記従来技術は、現行地上テレビジョン放送に高品質の
音声信号を多重伝送する方式が無かった。

本発明の目的は、振幅変調された信号に他の信号を多重
伝送する場合、それらの信号を安定に受信再生するため
の再生装置を提供することにあり、ｑ＃に現行地上テレ
ビジョン放送に高品質なディジタル符号化した音声信号
などの信号を多″Ｉｔｆｌ：送する伝送方式を安定に受
信再生するに有効な多重伝送信号再生装置を提供するこ
とにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的は、振幅変調された搬送波に直交関係を持たせ
て変調し多重伝送された多重信号を復調する受信機にお
いて、ある期間毎Ｋ　ａ　６回くり返して伝送される多
重信号をくり返しに相当する時間遅延させる′Ｍ＃、回
路を複式個設けるとともにそれらの複数の遅延回路の出
力を加算、減算などする演算回路と記憶回路を設けるこ
とにより、達成される。

〔作用〕

遅延回路により遅延した信号を演算回路で加算など演算
するので、遅延によって同一信号が加算され２回のくり
返しの場合信号振幅は２倍に増大し、白色雑音はランダ
ム性があるためＪ倍しか増大しないため受信再生した信
号の信号対雑音比が改善できる。また、ある一定期間ご
とに逆相で同一信号を伝送する場合圧は一定期間の遅延
の後、演算回路では減算を行なうので、一定期間の間隔
で生じる妨害を相殺して除去することもできる。

特に、映像信号搬送波に映像信号と直交関係を持たせて
信号を多重伝送する場合には、２水平走査期間など複数
の偶数の水平走査期間圧おいて同一多重信号を隣接した
水平走査期間で逆位相で伝送した場合圧は、１水平走査
期間遅延分だけ時間差のある多重信号が同一で逆相であ
るので、遅延回路では１水平走査期間の倍数時間遅延さ
せ、演算回路ではＷ！Ｉ接水平走査期間で伝送された信
号を減算する。その結果、多重信号は２０倍数倍の振幅
を得、映像信号からの漏れあるいはゴーストなどの妨害
については映像信号の水平走査期間ごとの相関性（テレ
ビジ１７画面上では縦方向の相関性）忙より相殺する。

〔実施例〕

以下、本発明の受信機の一笑施例として現状の地上放送
テレビジ１ンにディジタル符号化した音声信号管多重伝
送した場合の例を第１−に示す。

１はアンテナ、２は高周数増幅回路、５は周波数変換回
路、４は受信機用の再生ＩＰフィルタ、５は中間周波増
幅回路、６は映像信号横取回路、７社映像信号増幅回路
、８は色差信号復調回路、９は原色信号復調回路、１０
はブラウン管、１１は音声中間周波増幅回路、１２は音
声ＦＭ検波回路、１３は音声信号出力端子、１４は帯域
通過フィルタ、１５は同期検波回路、１６は搬送波再生
回路、１７．２０１は遅延回路、１８は減算器、２０は
記憶回路、２１はタイミング再生回路、２２は符号識別
回路、２３はクロック再生回路、２４はディジタル信号
処理回路、２５はディジタル・アナログ変換回路（以下
ＤＡＣと略す）、２６はディジタル符号化して伝送され
た音声信号の出力端子、２００は同期検出回路である。

アンテナ１より入力したテレビジョン信号を扁周波増幅
回路２で増幅し、周波数変換回路３で復調用の中間周波
に周波数変換し、受信機用の再生ＩＰフィルタ４を介し
、中間周波増幅回路５で増幅する。選局は周波数変換回
路３の局部発振周波数を変えることで行なわれる。中間
周波増幅回路５で増幅された信号から映像信号帯域につ
いては映像信号検波回路６で検波し、映像信号増幅回路
７の出力の輝度信号と色差信号復調回路８の出力の色差
信号とから原色信号復調回路９で几、　Ｇ、　Ｂの三原
色を得、ブラウン管１０に映し出す。

一方、音声信号帯域については、音声中間周波増幅回路
１１で増幅し、音声ＦＭ検彼回路１２で検波復調して音
声信号出力端子１３に音声信号を得る。

以上は従来のテレビジ嘗ン受信機と同一である。

以上に加えてディジタル符号化した音声信号を復調する
ために、周波数変換回路３の出力を、帯域通過フィルタ
１４により多重伝送されたディジタル符号化した音声信
号帯域を選択して増幅し、同期検波回路１５において、
搬送波再生回路１６で再生された搬送波に同期した信号
を用いて搬送波の振幅変調成分に直交した成分で変調さ
れた信号を検波復調する。

その復調波形と遅延器１７を経て１水平期間遅延した復
調波形を減算器１８で減算する。減算することで、伝送
されたデータは２倍となり白色雑音は４丁倍に増すだけ
である。さらに映１砿コーストなど水平期間ごとに相関
の多い映像からの妨害は相殺して除去できる。減算器１
８で得られた信号を符号識別回路２２とクロック再生回
路２３を用いて誤り率の少ない点（いわゆるアイパター
ンの最大開口部）でディジタル符号にする。

同期信号検出回路２００　Ｋより映像信号の垂直同期お
よび水平同期などの同期信号を検出し、タイミング再生
回路２１へ送ることにより、記憶回路２０の制御タイミ
ング波形の生成を容易にする。遅延回路２０１は映像横
置回路６までと符号識別回路２２までの遅延時間差を吸
収するためにある。タイミング再生回路２１によって記
憶回路２０を制御し、ディジタル符号化された信号のう
ち、必要なデータのみ記憶し、読み出し時に元のデータ
伝送レートに戻す。その後、ディジタル信号処理回路２
４で伝送途中で生じた誤り検出訂正符号を用いて検出訂
正する。誤り検出訂正された後のディジタル信号をＤＡ
Ｃ２５でアナログ信号に変換して音声信号に戻してディ
ジタル符号化した音声信号の出力端子２６に得る。

なお、映像信号からの妨害除去は次のような過程で行な
われる。ある水平走査期間のあるタイミングでＸなるデ
ータを送るとすると、１水平期間遅延して次の水平走査
期間のあるタイミングと同一タイミングで同一データＸ
の反転したＸのデータを送られる。受信機の遅延器１７
と減算器１８により、１水平走査期間前に受けたＸと次
の水平走１期間で受けたＸが同一タイミングで減算され
るので Ｘ−（Ｘ）＝２Ｘ となり、２倍の信号が得られる。この伝送途中に映像信
号からＧの妨害を受けるとすると、映像信号が水平走査
期間ごとに相関が多いｉｌ！ｉｌｌ（ｍじまなどの画１
象）では、ＸのタイミングでもＸのタイミングでもｑの
妨害を受けることになる。減算器１８により、 （Ｘ＋Ｇ）　−（Ｘ＋（ｆ）　＝　２　Ｘとなり、映像
からの妨害が相殺される。ただし、映像信号の水平走査
期間ごとの相関が少ない場合、…殺効果が少なくなる。

以上説明した本実施例によれば、映像からの妨害を低減
できる効果がある。

上記受信機の一実施例で伝送した信号を発生する本発明
の送信機の例を第２図に示す。３１は音声信号入力端子
、３２はＦＭ変調器、３５は音声信号搬送波発生器、３
４は映像信号入力端子、３５はマトリックス回路、３６
は１ｌｌｌｌ１度信号処理回路、５７は色差信号処理回
路、３８は加算回路、３９は映像変−器、４０は映黛信
号搬送波発生器、４１はディジタル符号化して伝送する
音声１Ｈ号の入力端子、４２はアナログ・ディジタル変
換器（以下ＡＤＣと略す）、４３Ａはディジタル信号処
理回路、４３Ｂは処理回路、４４は低域通過フィルタ、
４５は移相器、４６はディジタル符号化した音声信号用
の変調器、４７は加算器、４８は残留側波帝振幅変調用
の送信Ｖ８Ｂフィルタ、４９は加算器、５０はアンテナ
、４６２はイコライザである。

音声信号入力端子３１からの音声信号で音声信号搬送波
発生器３３からの音声用搬送波をに’　Ｍ変調器３２に
おいてＦＭ変調する。吠律入力瑞子３４に入力されたＲ
、ＱＢの三原色１Ｎ号をマトリックス５５で輝度信号と
色差信号とに分けおのおの輝度信号処理回路５６との色
差信号処理回路３７で処理した後、加算器３８で加算す
る。加算後の信号で映像信号搬送波発生器４０からの搬
送波を映像変調器３９を用いて、変調し送信ＶＳＢフィ
ルタ４８でテレビジ謬ン放送帯域に帯域制限して加算器
４９で音声信号と加算してアンテナ５０より送信する。

以上については、従来の地上伝送のテレビジ謬ン放送と
同一である。以上の信号に高品質な音声を伝送するため
以下を追加する。

多重する音声信号を入力端子４１に加え、音声信号をＡ
ＤＣ４２でディジタル信号に変換し、ディジタル信号処
理回路４３Ａで伝送中に生じる誤りを検出訂正するため
の符号を追加したり、インタリープ処理する。処理回路
４３Ｂでは１水平走査期間ごとに複数回くり返し、隣接
した水平走査期間ではデータを反転して逆相で伝送でき
るような処理を行なう。詳細な説明は第５．１０．１３
図などにて行なう。その後処理回路４３Ｂの出方の伝送
レートに適した低域通過フィルタ４４を介して不要な高
域成分を削除する。このディジタル符号化した音声で、
移相器４５を介して９０度移困された映像信号搬送波を
ディジタル符号化した音声信号用の変調器４６で変調し
、映像量１ＮＩＰのナイキストフィルタと逆特性を有し
たイコライザ４６２で周彼数特性を補正し、加算器４７
で映像信号で変調された搬送波と加算する。その結果、
映像用の搬送波は、映像信号とディジタル符号化した音
声信号と直交関係で変調されることとなる。

変調されるスペクトルを第５図に示し、映像搬送波の映
像信号とディジタル符号化した音声信号との変調状態の
ベクトル図を第４図に示す。

第５図の５１は映像信号のＶＳＢフィルタ後のスペクト
ル、５２はＦＭＲ＃４された音声信号のスペクトル、５
３１Ｃディジタル符号化した音声信号のスペクトルを示
す。ここで、映像信号スペクトル５１とディジタル符号
化した音声信号のスペクトル５２とは直交で多重するた
め第３因では２段に分けて示した。またディジタル符号
化した音声信号は伝送レー）ＩＭビット／秒とし伝送ロ
ールオフ率［ｌＬ５で搬送波を変調した場合のスペクト
ルを示している。第 第３因において、映像搬送波に対して−α７５ＭＦ１ｚ
以下のスペクトラムについては残留側波帯振幅変調とす
るＶ８Ｂフィルタによって減資されている。

４２　Ｍｎ２までは映像信号が４．５　ｈ／ｋｌｚ近傍
には音声搬送波がＦＭ’Ｒ調されたスペクトラムが存在
している。映像搬送ｔｌｉＫ対して±０．７５Ｍ（ｚに
ついては両側波帯が送信されるため、一般の振幅変ｔＪ
Ｉ４（ＤＳＢ）と考えて良い。その両側波帯を有してい
る搬送波に直交して±α７５　Ｍ（ｚ以内の信号をディ
ジタル符号の１とＯＫ相当させて振幅Ａと−Ａとで変調
すると、搬送波のベクトルは映像信号を１とした場合 ｃｏｓｔｓ　ｃ　ｔ　ｆＡ　ｓｉｎ・Ｃｔ　　　　　　
１１）となる。ここで−Ｃは搬送波の角周技数である。

１１）式を展開すると ここで受１Ｍされた映像信号へのディジタル符号化した
音声信号からの妨害を考える。映像！’号検荻回路がｃ
ｏｓ　＊　ｃ　ｔで同Ｊ１９１慣匿しているものについ
てはＡの値にかかわらずｃｏｓ　＊　ｃ　ｔの係数のみ
（すなわち映像信号のみ］が再生され妨害とはならない
。また映像信号検波回路が包絡線検波をしているもの忙
ついてはＡの値を１より下げることで妨害を軽減できる
。例えばＡをα１とすると、Ｊｒ７７＝　ｔｏｏｓとな
り、１に比べてｏ、　ｏｏｓの信号（約−４０ｄＢ　）
が影響するが、映像信号のＳＮ比は４０ｄＢ以上あれば
実用上問題ないと考える。

一方、映像信号からディジタル信号化しり音声への妨害
は、第１図に示すように同期検波回路１５で搬送＃！忙
直交した成分のみを復調することで排除できる。信号レ
ベル対雑音の比（以下ＳＮ比と呼ぶ）Ｋついて考えると
、映像信号のＳＮ比が４０ｄＢが実用レベルとすると、
帯域幅がディジタル符号化した音声ｉｇ号の伝送帯域＋
ｆｉ　Ｉ　ＭＨｚに比べ約４倍であるため、ディジタル
符号化した音声信号のＳＮ比は４６ｄＢとなるが、変調
レベルＡをα１とすると伝送ＳＮ比は２６ｄＢ程度とな
る。また、ディジタル信号のＳＮ比とビットエラーレー
トとの関係を一般的な二値信号で考えても８Ｎ比が１７
．４ｄＢで１０　　である。映像信号の８Ｎ比が４０ｄ
Ｂの場合にはディジタル符号化した音声信号の伝送ＳＮ
比は２６ｄＢであり、ディジタル信号の伝送として実用
上。

充分な値である。

ここで、第２図の処理回路４３Ｂの一具体例を脂５図に
示す。また第６図に第５図の動作説明および本発明の伝
送データ列の例を示す。６０は入力端子、６１は時間軸
圧縮回路、６２はタイミング発生回路、６３はインバー
タ、６４は遅延回路、６５は切替スイッチ、６６は出力
端子、６７は入力端子６０のデータ列、６８は時間軸圧
縮回路６１の出力データ列、６９はインバータ６３と遅
延回路６４を経た遅延回路６４の出力データ列、７０は
本発明の伝送データ列の一例、７１はタイミング成形で
ある。

入力端子６０に加えられたデータ列６７をタイミング発
生回路６２のタイミングによって時間圧縮回路６１でデ
ータを時間軸圧縮してデータ列６８に示す間欠データと
する。この間欠データをインバータ６５および遅延回路
６４で、データを反転し、遅延時間Ｔだけ、すなわち第
６図の例では５デ一タ分遅延させるとデータ列６９に示
すようになる。このデータ列６９とデータ列６８とを切
替スイッチ６５で加えるとデータ列７０に示すようにな
る。このデータ列７０はデータ列６８のデータの無い期
間に反転させた同一データを遅延させて入れたこととな
る。第７図に本発明の伝送パターン例を示す。遅延時間
ｔを映像の水平走査期間と同一とし、タイミング成形７
１をテレビジ嘗ン受像機の水平同期信号と同期している
ものとしテレビジ１７画面に合わせてデータの伝送タイ
ミングを模擬的に書いたものである。

第７図忙おいて横が水平走査方向を縦に垂直走査方向を
示す。第１の水平走査期間で４１から匂までの時系列デ
ータが、第２の水平走査期間で６１から４までの反転デ
ータとなり第１および第２の水平走査期間でたがいに逆
相の同一データとなる。

また、ここで現行テレビジ１ン放送の映像色副搬送波に
ついて考える。第８図に映像搬送直上の色副搬送波のベ
クトル図を示す。（４）は映像搬送波の直交成分に多重
の無い場合、（ｂ）は直交成分への多重がある場合を示
す。−８は色副搬送波での位旧回転を示し、−８と一８
′は隣接水平走査期間による色副搬送波の位相がＸずれ
ていることを示している。２〜Ｓは色副搬送波のベクト
ルの変化過程を示し、４１％８と１′〜Ｓ′は色副搬送
波の位相かぎずれていることを示している。さらＫＡと
−Ａは直交成分への多重信号を示し、ある時点で隣接水
平走査期間で人と−Ａとなる場合を示す。現行テレビジ
、ン放送において色副搬送波の周波数と水平走査期間数
の関係から、色副搬送波は隣接水平走査期間では４１．
　ｍ、　ｎ、　ｏ　・＊、　ｓとｊ！’、　ｍ’、　ｎ
’、　ｏ’・・・、Ｓ′とで示すように位相がＩずれて
いる。第８図（ｂ）Ｋ示すよう忙直交成分への多重を行
なうと、第４図でも示したように映像搬送波の位相変動
を引き起し、テレビジ１ン映像信号検波方式が包絡線検
波の場合、Ａの多重の場合Ｓと１の間に色副搬送波の最
大振幅が表われ直交成分の無い場合の最大振幅位相りと
の間位旧差φを生じる。色副搬送波の位相変動は再生映
像画面の色相変化として表われる。この位相変動は映像
信号横置方式が同期検波方式では図中のｃｏｓ　＊　ｃ
　を方向成分のみを検波するのでＡの多重があっても色
副搬送波の最大振幅位相は１であり、位相変動は生じな
い。包路線検波の場合多重信号の符号に応じて二とｍ−
（第８図ではＡと−Ａで示す）に直交成分が多重される
と色副搬送波の最大振幅の位相方向（位相の進みと遅れ
）が決まり、Ａおよび一人の絶対値により位相変動量が
決まる。隣接する水平走査期間で多重信号の位相をＡと
−Ａにすると第８図の（ｂ）忙示すように４１１Ｓと一
８′の位相変動方向が逆方向となり位相変動量が同一と
なるので、同一信号で隣接する水平走査期間での画面の
色相変化が逆となり人間の視覚の色度感度の周波数特性
（目の積分効果）などにより、色相変化を感じ癲くでき
る。

すなわち、第７図忙おける４１〜８５と４１〜ａｓ、　
ｂｌ〜ｂ５とｂ１〜５−などのように同一データの逆相
を入れた水平走査期間との間は多重信号がＡと−Ａのよ
うに逆用となっているので、色相変化を感じ難い。ただ
しａ１〜ａｓ、　ｂｔ〜ｂｓのように同一データの逆相
となっていない水平走査期間は色相変化を感じ易い。

さらに、テレビジ四ン受像機において水平走査期間の相
関（いわゆるライン相関）の「＜シ形フィルタ」を輝度
信号と色信号との分離に採用した受像機では色副搬送波
の位相変動が回路的に相殺できる。第９図（４）に一般
的な輝度１５号色信号分離の色信号取り出しのくし形フ
ィルタの構成図を示し、（ｂ）に動作説明用の波形図を
示す。８０は入力端子、８１は遅延回路、８２は減算器
、８３は出力端子、８４〜８７は色副搬送波の波形であ
る。８４は多重のない場合、８５は第８図（ｂ）の右側
、８６は第８図（ｂ）の左側、８７は８６０反転である
。多重のない場合の色副搬送波は第８図（−）に対応さ
せて時間１が振幅最大波形８４で示した。ここでＡの多
重信号が加わると３と１との間に最大振幅が我われ、波
形８５になる。また次の隣接水平走査期間で−Ａの多重
信号が加わり一８′の色副搬送波はｐ′とｑ′との間に
最大振幅位相が表われ、波形８６となる。遅延回路８１
を経て一水平走査期間遅延した波形８５と波形８６が減
算器８２に加えられる。波形８６の反転を波形８７で示
すが、波形８５から波形８６を減算することは波形８５
に波形８６ｔ−加算することとなり、さらに振幅を１７
２すると波形８４となる。この波形８４が出力端子８５
から得られる。この（し形フィルタにより得られた色副
搬送波は、たとえ映像信号検波方式が包絡線検波で多重
信号が加わったとしても位相変動を受けないことを示す
。なお、この場合も、第７図に示すａ１〜ａｌｔとａ１
〜６ｇのように隣接水平走査期間で上と丁のデータが逆
相となっている水平走査期間を処理した場合のみ位相変
動を受けないので、１水平走査期間ごとに位相変動を受
けない水平走査期間が現われる。

以上示したように第２図に加えて第５〜７図に示す本発
明の一実施例によれば、１水平走査期間ごとに逆相の多
重信号を多重するので多重信号による映像の色相変化に
およぼす妨害を低減できる効果がある。

なお、第５図において入力データを連続データとしだの
で時間軸圧縮回路６１を用いたが、入力データが間欠的
な不連続データの場合には不要な場合もある。

次に第２図の処理回路４３Ｂの他の具体例を第１０図に
示す。また、第１１図は本発明の伝送データ列例など動
作説明用の図であり、第１２図は本発明の伝送データの
模擬パターン例である。９０は入力端子、９１はインバ
ータ、９２は遅延回路、９３はタイミング発生回路、９
４は切替スイッチ、９５は出力端子、９６．１０１はタ
イミング発生回路９３内でのタイミング波形、９７は入
力データ列、９８は遅延回路９２の出力データ列、９９
はタイミング発生回路９３出力タイミング波形、１００
は本発明の伝送データ列の一例である。

入力端子９０に加えられたデータ列９７をインバータ９
１を介し、遅延回路９２で時間を遅延させることでデー
タ列９８を得る。なお、タイミング波形９６は時間Ｔと
とに反転する。タイミング波形９９はデータ列内のデー
タの期間に反転し、図中で上側の時に切替スイッチ９４
を（イ）側に接し下側の時に（ロ）側に接する。このタ
イミング波形９９で制御された切替スイッチ９４により
、データ列１００が出力端子９５に得られる。

タイミング波形１０１を水平同期信号として、テレビジ
冒ン画面に合わせて、データ列１００を模擬的に示した
図が第１２図である。横圧水平走査方向を縦４Ｃ垂直走
査方向を示す。帛１２図に丸印の枠で示したように、隣
接した水平同期信号おいて、１データごとに上下が反転
データとなっている。

この隣接した水平走査期間でデータを反転させることは
、映像搬送波の直交成分への多重信号が逆相関係となる
ことを示し、多重１ｇ号による映像の色相変化への妨害
を低減できる効果は第８，９図での説明と同様である。

以上、第２図に加えて第１０〜１２図に示した実施例に
よれば、隣接する水平走査期間での多重信号が逆相であ
るので、映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効
果がある。また、すべての水平走査期間において、１デ
ータごとに隣接走査期間と逆相関係を持ち色相変化の相
殺が第１２図の丸枠が示すように網目状となるので色相
変化におよぼす妨害が細かくなり、祈覚の色度の感度周
ｔｌｌｄの低さにより第５〜７図の場合よりさらに映像
の色相変化におよぼす妨害を低減できる効果がある。

上記実施例では、伝送データ列として１水平走査期間に
７データの例で奇数データの場合を示したが、偶数デー
タの場合６データを例にとり第１３〜１５図に示す。第
１３図は第２図の処理回路４３Ｂのさらに池の具体例を
示す。第１４図は伝送データ列例など動作説明用の図で
あり、第１５図は本発明の伝送データの模擬パターン例
である。ひはタイミング発生回路、１０２はタイミング
入力端子、１０３はタイミング発生器、　１０４，１０
７，１１０はタイミング発生回路９３内でのタイミング
波形、１０５は入力端子９０の入力データ列、１０６は
遅延回路９２の出力データ列、１０８はタイミング発生
回路９３の出力のタイミング波形、１０９は本発明の伝
送データ列の一例、１１１はイクスクルーシプオア（以
下ＥＯＲと略す）である。その他第１０図と同一符号は
同一機能を示す。

第１０図との差はタイミング発生回路ひ内にイクスクル
ーシプオア１１１を設け、タイミング波形１０４゜と１
０７によりタイミング発生回路ひの出力にタイミング波
形１０８を得て、切替スイッチ９４を制０することにあ
る。ＥＯＲｌｌｌは、水平走査Ｍ間ごとに切替スイッチ
９４の制−タ・ｔミンクを反転させるもので、伝送デー
タ列１０９が得られ、第１５図に模擬的に示す伝送デー
タのテレビ２１７画面上でのパターンとなる。

上記実施例でも、第１０〜１２図と同様に、多重１１Ｎ
号による映像の色相変化におよぼす妨害を低減できる効
果がある。

ここで、第１図に示す遅延回路１７、減算器１８、記憶
回路２０．タイミング再生回路２１について詳細な説明
をする。

第１６図に伝送データ列７０を受信する′ａＩ調回路の
記憶回路２０とタイミング再生回路２１の一具体例を示
す。また８ｇ１７図は動作説明図である。

５０５はフレーム同期信号入力端子、３０６はクロック
再生回路２５で得たデータ同期用１号を入力する入力端
子、３０７は水平同期用信号入力端子、３０８゜はデー
タ列入力端子、５０９は復調ディジタルデータ列出力端
子、５１０　、３１８．５２１　、５３６は２分周器、
３１１゜３１２．３１３．５１４，５２３，３２７，５
３７はラッチ、３１５，５１１５゜５２２．３３５，５
５４はインバータ、３１７はＮＡＮＤゲート、３１９，
３３５はシフトレジスタ、５２０はＡＮＤゲート、５２
５，５２６はカクンタ、３２８はデコーダ、　５２９゜
３３０は切替スイッチ、３３１．５５２は一時記憶回路
（以下ＲＡＭと略す。）、１７は遅延器、１８は減算器
である。

また、３５０はフレーム同期用タイミング波形、３５１
は水平同器用タイミング波形、３５２は受信データ同期
用タイミング波形、３５３は受１ｇデータ列、５５４は
遅延回路１７の出力データ列、５５５は減算器１８の出
力データ列、３５６はシフトレジスタ３３５の出力デー
タ列、３５７は２分周器３１８の出力波形、３５８はシ
フトレジスタ３１９の出力波形、３５９はＡＮＤゲート
５２０の出力波形、５６０は２分周器３１０の出力波形
、３６１はラッチ３１１の出力波形、３６２はラッチ３
１２の出力波形、３６３はラッチ３１３の出力波形、５
６４はＮＡＮＤゲート５１７の出力波形、３６５はラッ
チ３１４の出力波形、３６６はカクンタ３２６で発生す
るライトアドレスの初期状態、３６７はカクンタ３２６
で発生するライトアドレス、３６８はデコーダー３２８
の出力波形、３６９はラッチ３２７の出力波形、３７２
はカクンタ３２５によって発生ずるリードアドレス、３
７５は２分周器３３６の出力波形、５７４はラッチ３３
７の出力データのアドレスである。

データ列入力端子３０８よりの受信したデータ列３５３
が遅延器１７により１水平走査期間で遅延してデータ列
３５４１ｃなる。データ列５５４からデータ列３５３を
減算器１８で減算し、その出力から符号識別回路２２と
クロック再生回路２３によって２値化しデータ列５５５
が得られる。データ列３５５を成形５５２の立ち下がり
エツジでシフトレジスタ３３５により２度シフトすれば
、データ列５５６が得られる。データ列３５６　におい
て０記号はａ１〜６ｇ以外の必要なデータ、Ｘ記号は不
必要なデータを示す。水平同期用信号入力端子３０７よ
り入力する水平同期用タイミング波形３５１を２分周器
３１８で２分周して得られる波形３５７をシフトレジス
タ３１９によって波形３５２の立ち下がりエツジで２度
シフトして波形３５８を得る。

波形３５８と波形３５２とをＡＮＤゲート３２０を通し
て波形３５９を得る。フレーム同期信号入力端子５０５
より入力するフレーム同期用タイミング波形５５０を２
分周器３１０で２分周して得られる波形３６０をラッチ
３１１で波形３５２の立ち下がりエツジでラッチして波
形３６１を得る。波形３６１をラッチ３１２で成形３５
２の立ち下がりエツジでラッチして波形３６２を得る。

また波形３６０をラッチ５１３で波形３５１の立ち下が
りエツジでラッチして得られる波形５６３と波形５５１
とをＮＡＮＤゲート３１７を通して波形３６４を得る。

波形３６４の最初の立ち下がりエツジでラッテ３１４を
プリセットして波形３６５を得る。

カウンタ３２６にクロック信号として波形３５９を、イ
ネーブル信号として波形３６５を入力して、ライトアド
レス３６７を発生させる。ただし、カウンタ５２５．５
２６のイネーブル端子Ｐ、Ｔの入力信号がＬ慌の場合に
イネーブル状態とする。なおライトアドレスの初期状態
は５６６　Ｋ示す通りである。ライトアドレスｒＮ−１
Ｊをデコーダー３２８によりデコードし【得られる波形
３６８を波形５５９の立ち下がりエツジでラッチ３２７
によりラッチして波形３６９を得る。波形５６９をカウ
ンタ３２６のクリア信号とすればカウンタ３２６は「０
」〜「Ｎ−ＩＪのライトアドレスを発生する。ただしカ
ウンタ３２６はＬＳ１６１などの同期クリアタイプとす
る。データ列３５６をライトアドレス３６７によってＲ
Ａ　Ｍ　５５１．５５２に書き込む。

また波形３５２を２分周器５２１で２分周して波形５７
０を得る。波形３６９を波形３７０の立ちＦがりエツジ
でラッチ３２３によりラッチして波形３７１ヲ得る。カ
ウンタ３２５のクロック信号として波形３７０を、クリ
アイｇ号として波形３７１ヲそれぞれ入力してやれば、
６７２に示すリードアドレを発生することができる。波
形３５２をインバータ３３３で反転し、これを２分周器
３３６で２分周して波形６７３を得る。

リードアドレス５７２　ＫよってＲＡ　Ｍ　５３１．５
５２から読み出したデータ列を波形３７３の立ち上がり
エツジでラッチ３３７でラッチして出力データ列３７４
を得る。波形３６２を切替スイッチ５２９，３３０の制
御端子Ｓ及びＲＡＭ３３２のｗｇ端子に入力し、Ｒ，Ａ
ｉＶ１３３１のＷＥ端子に波形３６２の逆相信号を入力
し、切替スイッチ３２９，３３０が、端子Ｓの制御信号
がＬｏｗの場合にＡ＃、Ｈｉｇｈの場合ＫＢ側に接続す
るように制−されていれば１（、Ａ　Ａｌ　３２５と几
Ａｌ〜ｆ　５２６．を２フレーム毎ｒＣシーソー状にリ
ードとライトを切替えて使うことができる。ただし几Ａ
　１４５２５，５２６の郁端子の入力（ｉ！号がＬｏｗ
の場合にライト状態になるものとする。

本実施例によれば第６図で示した伝送データ列７０を復
調でき、第１図でも説明したように映像信号からの妨害
を低減できる。

なお、分局器５１８などの１源投入時初期状悪によって
は波形５５７など分周器出力が反転となり不要データを
処理する可能性があるが、初期リセットあるいはデータ
処理後のデーターり率などの偵出により９セツトするこ
となどの方法で波形３５７など必要波形とすることは可
能である。

第１８図に第１１図に示す伝送データ列１００を受信す
る復調回路の記憶回路２０とタイミング再生回路２１の
一具体例を示す。

ただし、第１１図の伝送データ列１００のデータ数は１
水平走査期間に７個であったが、本実施例では、５個と
した。１水平走査期間内のデータ数が奇数であることに
かわりはない。

第１８図と同一符号のものは同一機能を示す。また第１
９図は第１８図の動作説明である。３８０　、５８７は
２分周器、５８１．３８２，３８４，３９３．５９４，
３９６はラッチ、３８３．３９５はシフトレジスタ、３
８５，３８８，３８９，３９２はインバータ、３８６は
ＮＡＮＤゲートである。また４００はフレーム同期用タ
イミング波形、４０１は２分周器３８０の出力波形、４
０２はラッテ３８１の出力波形、４０５は水平同期用タ
イミング波形、４０４はＮＡＮＤゲート３８６の出力波
形、４０５はラッチ３８２の出力波形、４０６はデータ
同期用タイミング波形、４０７は受信データ列、４０８
は遅延器１７の出力データ列、４０９は減算器１８の出
力データ列、４１０はシフトレジスタ５９５の出力デー
タ列、４１１はシフトレジスタ３８３の出力波形、４１
２は２分周器３９１の出力波形、４１３はライトアドレ
スの初期状態、４１４はライトアドレス、４１５はデコ
ーダー３２８の出力波形、４１６はラッチ５９４の出力
波形、４１７は２分周器３９０の出力波形、４１８はラ
ッチ３９５の出力波形、４１９はリードアドレス、４２
０はラッチ３９６の出力データ列、４２１はラッチ３８
４の出力波形、４２２は２分周器３８７の出力波形であ
る。

受信データ列４０７が遅延４１７により一水平走査期間
τ遅延してデータ列４０Ｂになる。データ列４０８から
データ列４０７を減算しクロック再生回路２３と符号識
別回路２２によってディジタル値にして得られるデータ
列４０９を波形４０６の立ち下がりエツジでシフトレジ
スタ３９５により３度シフトしてデータ列４１０を得る
。データ列４１０において０記号はｅ１〜ｅｌ、　ｆ＋
、ｈ以外の必要なデータ、Ｘ記号は不必要なデータを示
す。波形４０５を波形４０６の立ち下がりエツジでシフ
トレジスタ３８３で５度シフトしてデータ列４１１を得
る。波形４０６を２分周器５９１で２分周して波形４１
２を得る。カウンタ５２６　Ｋクロック信号として波形
４１２を、イネーブル信号として入力して、ライトアド
レス４１４を得る。なおライトアドレスの初期状態は４
１３に示すとおりである。ライトアドレスｒＮ−１Ｊヲ
デコータ−３２８釦よりデコードして得られる波形４１
５を波形４１２の立ち下がりエツジでラッチ３９４によ
りラッチして波形４１６を得る。波形４１６をカウンタ
３２６のクリア信号とすればカウンタ３２６は「ｏ」〜
「Ｎ−ＩＪのライトアドレスを発生する。データ列４１
０をライトアドレス４１４によってＲＡＭ　３２５，３
２６に誓き込む。波形４０６をインバータ５８８で反転
し、これを２分周器５９０で２分局して波形４１７を得
る。波形４１６を波形４１７の立ち下がりエツジでラッ
チ３９３によりラッチして波形４１８を得る。カウンタ
３２５に波形４１７をクロック信号として波形４１８を
クリア信号として入力すればリードアドレス４１９ヲ発
生する。リードアドレス４１９によってＲＡＭ５３１゜
３３２から読み出されたデータ列ヲ波形４１２の立ち下
がりエツジでラッチ３９６によりラッチして出力データ
列４２０を得る。波形４１８を波形４１２の立ち上がり
エツジでラッチ３８４によりラッチして得ら。

れる波形４２１を２分周器３８７で２分周して波形４２
２゜を得る。波形４２２を切替スイッチ３２９，３３０
の制御端子ＳとＲＡ　Ｍ　３３２の鴇端子に入力し、波
形４２２をインバータ３３４が反転してＲＡＭ３３２の
部端子に入力する。切替スイッチ３２９，３３０が端子
Ｓの制御信号がＬｏｗの場合にＡ側、Ｈｉｇｈの場合に
Ｂ＠に接続するように制御すれば、ＲＡＭ３３１と３３
２を２フレーム毎にシーソー状にリードとライトを切替
えて使うことができる。

本実施例によれば、第１１図に示す伝送データ列１００
を復調でき、第１図でも説明したように映像信号からの
妨害を低減できる。

なお、分局器３９０など分周器の電源投入時初期状態に
よって波形４１２が反転などの必要読影以外となると正
常動作をしなくなる場合があるが、初期リセットあるい
は処理動作の異常を検出して波形の９セツトなどは可能
である。

第２０図に伝送データ列１０９を受信する復調回路の記
憶回路２０とタイミング再生回路２１の一具体例を示す
。第１８図と同一符号のものは同一機能を示す。また第
２１図は第２０図の動作説明図である。

４５０．４５７，４５８，４４１，４５０は２分周器、
４５１．４５２，４３９゜４４０．４４４，４５３はラ
ッチ、４５５，４４２，４４５，４５２はシフトレジス
タ、４５４，４５６，４４３，４４７．４５１はインバ
ータ、４３５．４４８はＮＡＮＤゲート、４４６はＥｏ
ｌｌゲート、４４９はＡＮＤゲートである。４６０はフ
レーム同期用タイミング波形、４６１は水平開ｗ４ＦＦ
４タイミング波形、４６２はデータ同期用タイミング波
形、４６３は受信データ列、４６４は遅延器１７の出力
データ列、４６５は減算器１日の出力データ列、４６６
はシフトレジスタ４５２の出力データ列、４６７は２分
周器４３８の出力波形、４６８は２分周器４４１の出力
波形、４６９はシフトレジスタ４４２の第３段出力波形
、４７０はＥＯＲゲート４４６の出力波形、４７１はシ
フトレジスタ４４５の第１段出力波形、４７２はシフト
レジスタ４４５の第２段出力波形、４７３はＮＡＮＤゲ
ート４４８の出力波形、４７４はＡＮＤゲート４４９の
出力波形、４７５は２分周器４３０の出力波形、４７６
はラッチ４７６の出力波形、４７７はＮＡＮＤゲート４
３５の出力波形、４７８はラッチ４３２の出力波形、４
７９はシフトレジスタ４３３の出力波形、４８０はライ
トアドレスの初期状態、４８１はライトアドレス、４８
２はデコーダー３２８の出力波形、４８５はラッチ４４
０の出力波形、４８４は２分周器４３７の出力波形、４
８５はラッチ４３９の出力波形、４８６はカウンタ３２
５で発生するリードアドレス、４８７はラッチ４５５の
出力データ列、４８８はラッチ４４４の出力波形、４８
９は２分周器４５０の出力波形である。

受信データ列４６３を遅延器１７で一水平走査期間Ｔ遅
延させて得られるデータ列４６４から受信データ列４６
３を減算器１８で減算しクロック再生回路２３と符号識
別回路２２によってディジタル値のデータ列４６５を得
る。データ列４６５を波形４６２の立ち下がりエツジで
シフトレジスタ４５２により３度シフトしてデータ列４
６６を得る。データ列４６６において０記号はｅ＋、　
ｅ２．　ｅｓ、　ｆ１以外の必要なデータを、Ｘ記号は
不必要なデータを示す。波形４６１を２分周Ｊ　４４１
で２分周して得られる波形４６８を波形４６２の立ち下
がりエツジでシフトレジスタ４４２により３度シフトし
て波形４６９を優る。波形４６２を２分周器４３８で２
分周して得られる波形４６７と波形４６９とをＢＯＲゲ
ート４４６を通して波形４７０を得る。

波形４６８を波形４６２の立ち下がりエツジでシフトレ
ジスタ４４２により２度シフトして得られる波形を波形
４６２の立ち上がりエツジでシフトレジスタ４４５によ
り１度シフトして波形４７１を、また３度シフトして波
形４７２を得る。波形４７２をインバータ４４７で反転
した波形と波形４７１とをＮＡＮＤゲ−）　４４Ｂを通
して波形４７５を得る。波形４７０と波形４７５とをＡ
ＮＤゲート４４９を通して波形４７４を得る。波形４６
０を２分周器４３０で２分周して得られる波形４７５を
波形４６１の立ち下がりエツジでラッチ４３１　＆Ｃよ
りラッチして波形４７６を得る。波形４７６と波形４６
１とをＮＡＮＤゲート４３５を通して優られる波形４７
７の最初の立ち下がりエッジラクチ４５２をプリセット
して波形４７８を得る。波形４７８を波形４６２の立ち
下がりエツジでシフトレジスタ４３３で４度シフトして
波形４７９を得る。カウンタ５２６に波形４７４をクロ
ック信号として入力し、波形４７９をイネーブル信号と
して入力すれば、ライトアドレス４８１を発生する。４
８０はライトアドレスの初期状態である。デコーダ３２
８でライトアドレスｒＮ−１Ｊをデコードして得られる
波形４８２を波形４７４の立ち下がりエツジでラッチ４
４０でラッチして波形４８３を得る。波形４８５をカウ
ンタ３２６のクリア信号とすれば、カウンタ５２６は「
０」〜「Ｎ−１」のライトアドレスを発生する。データ
列４６６をライトアドレス４８１によってＲＡ　Ｍ　５
３１．３３２に書き込む。波形４６２をインバータ４５
６で反転し、これを２分局ａ４５７で２分周して波形４
８４を得る。

波形４８３を波形４８４の立ち下がりエッチでラッチ４
５９でラッチして波形４８５を得る。カウンタ３２５に
クロック信号として波形４８４を入力し、波形４８５を
クリア信号として入力すればリードアドレス４８６を発
生する。リードアドレス４８６によってＲＡＭ３３１．
５５２から読み出されたデータを波形４６７の立ち下が
りエツジでラッチしてデータ列４８７ヲ得る。

波形４８５を波形４６２の立ち上がりエツジでラッチ４
４４によりラッチして、その反転出力として得られる波
形４８８を２分周器４５０で２分周して波形４８９を得
る。波形４８９を切替スイッチ５２９．３５０の制御端
子ＳとＲＡＭ５５２の聚端子に入力し、波形４８９をイ
ンバータ３３４で反転してＲＡ　Ｍ　３３２の鴇端子に
入力する。切替スイッチ３２９，３３０が端子Ｓの制御
信号がＬｏｗの場合ＫＡ側、Ｈｉ　ｇｈの場合にＢ側と
接続するように制御すれば、ＲＡＭ３３１と３３２を２
フレーム毎にシーソ状にリードとライトを切替えて使う
ことができる。

本実施例によれば第１４図忙示す伝送データ列１０９を
復調でき、第１図でも説明したように映像信号からの妨
害を低減できる。

第１６図、第１８図、第２０図は第１図の記憶回路■、
タイミング再生回路Ｃｌ１ｌの詳細な説明を行なったも
のであり、特に記憶回路−にＲＡＭを用いて必要なデー
タの選択と時間軸伸長の働きを濠ねるようにしたもので
ある。

さら忙第１６図、第１８因、第２０図のように記憶回路
にＲＡＭを用いている実施例では、ＲＡＭを利用して伝
送データ列のインターリーグを解（ことができる。

第２２図の５００　Ｋインターリーブ前の通常データ列
、５０１にインターリーグ後のデータ列の例を示す。第
２２因において、わく内の数字はインターリーブ前のデ
ータ列の順序を示し、インターリーブはデータ数１２で
完結するとする。

インタージープを解除する回路の具体例を示す前に、ま
ず第１６図、第１８図、第２０図のライトアドレスカウ
ンタ５２５、リードアドレスカウンタ３２６、スイッチ
５２９，３５０の詳細な回路を第２３図に示す。

また第２４図、第２５図、第２６図は第２５図の動作説
明である。

第２３図において、５２５はカウンタ５１８のクリ１１
５号入力端子、５２６はカウンタ５１７，５１８のクロ
ック信号入力端子、５２７はカウンタ５１７のイネーブ
ル信号入力端子、５２８は力ワンタ５１６のクリア信号
入力端子、５２９はカウンタ５１５，５１６のクロック
信号入力端子、５１５，５１６，５１７，５１８はカウ
ンタ、５１９゜５２０はスイッチ、５０７，５０９，５
１１．５１５はＡＮＤゲート、５０８，５１０．５１２
１５１４はインバータ、５０５．５０ｔＳはラッチであ
る。

５３０はカウンタ５１７，５１８の入力クロック波形、
５５１はカウンタ５１７のクリア入力波形、５３２はカ
ウンタ５１７のＱ１出力波形、５３３はカウンタ５１７
のＱ２出力波形、５５４はＡＮＤゲート５１１の出力波
形、５３５はラッチ５０６の出力波形、５３６はカウン
タ５１８のＱ１出力波形、５３７はカウンタ５１８のＱ
２出力波形、５３８はカウンタ５１７，５１８によって
発生したライトアドレス、５３９は入力データ列である
。

入力クロック５３０をライトアドレスカウンタ５１７で
分周してＱ１出力諌形５３２及びＱ２出力波形５３５を
得る。波形５５２０反転改形と波形５５５とをＡＮＤゲ
ート５１１を通して波形５３４を得る。波形５３４を波
形５３０の立ち丁がりエツジでラッチ５０６によりラッ
チして波形５３５を得る。波形５３５をカウンタ５１８
のイネーブル信号として入力し、波形５３５の反転波形
と波形５３１とをＡＮＤゲート５１３に通してカウンタ
５１７のクリア４１号とする。カウンタ５１８にクロッ
ク信号として波形５３０を入力し、クリア信号として波
形５３１を入力すれば、Ｑ１出力改形５３６、Ｑ２出力
波形５３７を優る。波形５５２をＬＳＤとして順に波形
５５５，５５６．５５７をライトアドレス信号とすれば
、５５８に示すライトアドレスを発生する。５３８のわ
（内の英数字はアドレスを示し、例えばＡＯならばアド
レス０番地である。リードアドレスカウンタ５１５，５
１６　Ｋよってリードアドレスを発生させるのも全く同
様九行なわれるのでここでは省略する。記憶回路として
第２５図に示すアドレスマツプのＲ，ＡＭを使用する場
合のり一ド／ライトの様子を第２６図に示す。第２５図
のわ（内の英数字はアドレスを示す。ライトアドレス５
５８によって入力データ列５３９が縦方向＆ｃ５データ
づつライトされ、リードも全く同様に行なわれる。

次ＫＲ，ＡＭを利用し【第２２図に示すインタージープ
を解く場合の１具体例を第２７図に示す。第２８図、第
２９図は第２７図の説明図である。

第２７図において第２３図と同一符号は同−慎能を示す
。

５４０はカウンタ５１５，５１６の入力クロック波形、
５４１はカウンタ５１６のクリア入力波形、５４２はカ
ウンタ５１５のＱ１出力波形、５４３はカウンタ５１５
のＱ２出力波形、５４４はＡＮＤゲート５０７の出力波
形、５４５はラッチ５０５の出力波形、５４６はカウン
タ５１６のＱ１出力数形、５４７はカクスタ５１６のＱ
２出力彼形である。

第２３図と第２７図の相異は、第２７図ではインバータ
５０８が黒＜ＡＮＤゲート５０７のデコード値が１−３
」であることと、リードアドレスカウンタ５１５，５１
６とスイッチ５１９，５２０の接続が逆罠なっているこ
とである。

ライトアドレスを発生させる手順は第２３図、第２４図
と同様である。リードアドレスは以下のようにして発生
させる。入力クロック５４０をリードアドレスカウンタ
５１５で分周してＱ１出力？Ｊ［４−５４２、Ｑ２出力
彼形５４３を得る。波形５４２と波形５４３とをＡＮＤ
ゲート５０７を通して、出力波形５４４を潜る。

波形５４４を波形５４０の立ち下がりエツジでラッチ５
０５によってラッチして波形５４５を潜る。波形５４５
を次段力クンタ５１６のイネーブル信号とし、波形５４
５の反転信号と波形５４１とをＡＮＤゲート５０９全通
して得られる信号をカウンタ５１５のクリア信号とする
。また力クンタ５１６にクロック信号として波形５４０
を、クリア信号として波形５４１を入力すれば、カウン
タ５１６のＱ１出力波形５４６　、Ｑｚ出力波形５４７
を得る。波形５４６をＬＳＢとして順Ｋｆｆ形５４７、
波形５４２、波形５４３をリードアドレス信号とすれば
、リードアドレス５４８を発生する。ライトアドレスを
５３８、リードアドレスを５４８とすれば第２９図に示
すように、ＲＡＭＫ縦方向に誓いたデータ列を横方向に
読み出すことができる。この操作により読み出されたデ
ータ列は元のデータ列第２８図の５４９となりインター
リーブを解くことができる。

したがって本実施例罠よれば第６図、第１１図、第１４
図で示した伝送信号を復調でき、かつインターリーブも
解（効果がある。

本発明の池の実施例を第３０図に示す。１９０はフィル
タ、１９１は周波式変換回路であり、第１図と同一符号
のものは同一機能を示す。第１図と異なる点は、ディジ
タル符号化して多重伝送された音声信号を復調する周波
数を映像信号復調用の周波数より下げるために、フィル
タ１９０および周波式変換回路１９１を設けることであ
る。

本実施例によれば、周波数変換回路３の出力の中間周波
数（日本の地上放送テレビジｌンでは５８、７５　ＭＨ
ｚが一般的に多く用いられる）で映像信号の復調を行な
い、周波数変換回路１９１の出力のさらに周波数の低い
中間周波（例えば５　Ｍｋ４ｚ程度）でディジタル符号
化して伝送された音声信号の復調を行なうので、同期検
波回路１５に用いる搬送波再生回路１６で再生された搬
送波の回路遅延時間など罠よる位旧誤差が周波数が低く
なることにより軽減され、安定にディジタル符号化して
伝送された音声信号を復調することのできる効果がある
。

本発明のさらに池の実施例を第３１図に示す。第１図お
よび第３０図と同一符号のものは同一機能を示す。Ｗは
周波式変換回路、１９５は混合回路、１９４は電圧制御
形の局部発振器、１９５は基準信号発生器、１９６は低
域通過フィルタ、第１９図の周波数変換回路１９１を混
合回路１９３と電圧制御形の局部発振器１９４で構成す
る。

第３０図と異なる点は、第３０図では搬送波再生回路１
６で再生された搬送波の映像信号と直交されて変調され
ディジタル符号化して伝送された音声信号に同期して同
期検波回路１５で検波しているのに比べ、第３１図では
ディジタル符号化した音声信号による変調と映像信号に
よる変調とが直交関係にあることを利用して、基準信号
発生器１９５と搬送酸を含む中間周波信号との位相差を
同期検波回路１５と低域通過フィルタ１９６で検出し、
゛電圧制御形の局部発振器１９４に帰還することで、中
間周波数の搬送波を基準信号発生器の出力と同期させて
同期検波回路１５の出力を検波出力としていること忙あ
る。

本実施例によれば、基準信号発生器１９５の周波数に復
調用の中間脚ａ数が一致する負帰還ループであるため、
周波数変換回路３などの周波数ドリフトなどＫよる帯域
通過フィルタ１４０周波数ずれや復調周波数ドリフトが
少な（、第１９図に示す実施例よりさらに安定に復調で
きる効果がある。

本発明のさらに他の実施例を第３２図に示す。第３１図
と同一符号のものは同一機能を示す。１９７はテンプル
・ホールド回路である。第３１図と異なる点はサンプル
・ホールド回路１９７を搬送波再生回路のループに入る
ことＫあり、タイミング再生回路２１により、サンプル
・ホールド回ｗｒ１９７を制御する。

本実施例によれば、同期検反回路１５の出力の５ち映像
信号の水平同期パルス期間など映像１ｇ号の＊＠が大な
ると期間をホールド状態とすることで系を安定にする効
果がある。

本発明のさらに別の実施例を第３３図に示す。第３７図
と同一符号のものは同一機能を示す。２０２は同期検波
回路、２０３は移相器である。第２３図と異なる点は帯
域通過フィルター４の出力を同一検波回路２０２を用い
て、基準信号発生器１９５の出力信号を移相器２０５で
！−移相した信号で同期検波した映像信号を用いること
である。その結果、入力した信号の同期信号検出回路２
００までの時間と同期検波回路１５までの時間とかはは
一致し、遅延回路２０１の時間を少なくできる。

本実施例によれば、遅延回路２０１０時間を少な（でき
るので、さら忙安定な受信が可能となる効果が増す。

本発明のさらに別の実施例を第５４図に示す。第３１図
と同一符号のものは同一機能を示す。２１０は制御イｄ
号再生回路である。第３１図と異なる点は受信された制
御信号を符号識別回路２２の出力から再生し、その制御
信号に応じてタイミング再生回路２１を介して記憶回路
２０を制御するものである。

本実施例によれば、制御信号忙よりタイミング発生を行
なうので、さらに安定な受信再生を０Ｊ能とできる効果
がある。

制御信号を付加して伝送する送信機の実施例を第３５図
に示す。制御信号としてデータ数を増減した数、その水
平走査期間を示す信号、水平走査期間の先頭多重信号が
上あるいは下のどちらの隣接走査期間の多重信号と逆相
同一信号かを示す信号あるいは垂直走査期間との関係位
置を示す信号、奇数・偶数フィールド判別信号、奇数・
偶数フレーム判別信号などが考えられる。２２０はタイ
ミング発生回路、２２１は制御信号発生回路、２２２は
切替スイッチであり、第２図と四−符号は同一機能を示
す。ディジタル信号処理回路４３Ａおよび処理回路４３
Ｂの出力と制御信号発生回路２２１の出力をタイミング
発生回路２２０のタイミングで切替スイッチ２２２を切
替えて、制御信号とディジタル信号処理回路からのデー
タと時分割多重する。なお、制御信号などの期間だけ（
切替スイッチ２２２が制御信号発生回路２２１側に接し
【いる期間だけ）データの伝送できないのでその時間だ
けディジタル信号処理回路４５Ａあるいは処理回路ａｓ
ｋ３の出力を停止する。また、その停止期間のデータを
不連続としないためにディジタル信号処理回路４５Ａあ
るいは処理回路４３８　において事前にデータの時間軸
圧縮を行ない、制御信号などのために時ｒＩＪＩＶｃす
ぎ間をあけた間欠データとする。その結果の多ｉＬｉｇ
号の例を第３６図に示す。２２３は垂直同期信号、２２
４は水平同期信号、２２５は多重信号、２２６は多重信
号の時間的拡大信号である。この例ではテレビジ嘗ン水
平同助信号に合わせて示している。水平開、　　期１ｇ
号２２４の垂直同期期間の後の等化パルス期間の次の１
水平走置期間にＣで示す同期信号１６ビツト、制御信号
３２ビツト、データ叙情＠４８ビットをさら忙次の水平
走査期間に逆相で（Ｃで示す）付加した例である。この
制御信号期間を２垂直期間に２回とすれば、現行の我が
国のテレビジ曹ンの場合では５２５本の水平走査期間の
うち１水平走査Ｍ間を制御信号期間とするので処理回路
４５Ｂの出力は５２５　／　５２５倍の比でデータを時
間軸圧縮すれば良い。

本実施例によれば、水平走査期間の１４ｆｌ水平走査期
間との多重信号の極性、水平走置期間番号、フィールド
番号、フレーム蒼号、水平走査期間の多重信号の伝送容
量の増減、その増減した水平走査期間番号などの制御信
号などを用いてできるので、受信機の信号処理を容易に
かつ安定に動作できる効果がある。

本発明のさらに別の実施例を第３７図に示す。第２０図
と同一符号のものは同−機能を示す。２７０は補間制御
回路である。第３１図と異なっている点は補間１Ｗ１１
御回路にあり、第１図で説明したように隣接した水平走
査期間の相関の多い映像では減算器１８で減算すること
で映像からの妨害を七分に低減できるが、相関の少ない
Ｍｉｌｌ！（地平線などある隣接水平走査期間との画１
１　Ｋ差の多い映像）では七分に低減できなく、その水
平走査期間のデータが誤りやすくなる。そこで受信機に
おいて伝送による誤りを多く受は始めたら、グイジタル
信号処坤回路２４では誤り訂正から補間動作に入るが、
さらに補間制御回路２７０により誤りの多い水平走査期
間のデータは誤り補間に用いず別の水平走査期間のデー
タから補間を行なう。

本実施例では補間動作の誤りの少ない別の水平走査期間
のデータから行なうので補間が効果的にでき、安定な受
１ｇ再生が得られる効果がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、同一多重信号を２１！目で伝送された
信号を減算して再生できるので、吠課ゴーストなど映像
１ｇ号からの妨害を低減できる効果がある。

第３８図に本発明の詳細な説明する図を示す。横軸にゴ
ーストレベル（右はと少ないン、縦軸にディジタル伝送
のピットエラーレートを示す。その他条件として、第１
図の受信回路、第２図の送信回路、第１２図の多重信号
配置、映像信号はカラーパーとしゴースト遅延時間は映
像に直交する遅延時間を選んだ。また、ビットエラーを
発生させるため白色雑音を測定に際して加えた。その時
の直交変調成分の搬送波対雑音の比をＣ／Ｎで示す。

５００は本発明の減算を用いない場合、３０１は本発明
の減算を用いた場合を示す。同一ビットエラーレート１
０　　で比較すると本発明の減算により約１５ｄＢゴー
ストが多くても同一であり、それだけ映像ゴーストを低
減できる効果を示す。またＣ／Ｎが本発明の減算を用い
た３０１の方が３ｄＢ少なく（雑音が多くて）もゴース
ト−５０ｄＢと極少の点で同エラーレートとなることは
伝送信号の逆出の減算により７号振幅が２倍となるが雑
音４丁倍となるだけで５ｄＢＯＣ／Ｎの改善を示してい
る。

【図面の簡単な説明】

纂１図は本発明の一実施例図、第２図は本究明の信号発
生装置の一具体例図、第３図は本究明の説明のためのス
ペクトル図、第４図は本発明の説明のためのベクトル図
、第５１ｉｉ！′ｌは本発明の侶°号発生の主要部の一
興体例図、第６因は本発明のための波形図、第７図は本
発明の御飯送信号の画面パターン＠擬図、第８図は本発
明の説明のためのベクトル図、第９因は本発明の説明の
ための波形図、第１０因は本発明の信号発生の主要部の
池の具体例図、第１１図は本発明の説明のための波形図
、第１２図は本究明の池の伝送信号の画面パターン杖擬
図、第１３図は本発明の４ｇ号発生の主要部のさらに他
の具体例図、１１１ｇ１４図は本発明の説明のための波
形図、第１５図は本発明のさらに他の伝送傷゛号の＃１
面パターン模擬図、第１６図は本発明の主要部の具体例
図、第１７図は本発明の主要部の動作説明図、艶１８図
は本発明の主要部の池の具体例図、第１９図は本発明の
主要部の他の動作説明図、第２０図は本発明の主要部の
さらに他の具体例図、第２１図は本発明の主要部のさら
に池の動作説明図、第２２図は本発明の御飯送信号パタ
ーン図、第２３図は本発明の主要部のさらに他の具体例
図、第２４図は本発明の主要部のさらに他の動作説明図
、第２５因は本発明の主要部のさらに油の動作説明図、
第２６図は本究明の主要部のさら忙他の動作説明図、第
２７図は本発明の主要部のさらに他の具体例図、第２８
図は本発明の主要部のさらに他の動作説明図、第２９図
は本発明の主要部のさらに他の動作説明図、第３０図は
本発明のさらに他の実施例図、第３１図は本発明のさら
に池の実施例図、第３２図は本発明のさらに池の実施例
図、第３３図は本発明のさらに池の実施例図、第３４図
は本発明のさらに他の実施例図、第３５図は本発明の信
号発生装置の他の具体例図、第３６図は本発明の別の伝
送信号の波形図、ｔＪＩ、５７図は本発明のさもに池の
実施例図、第５８図は本発明の効果説明図である。 １５・・・同期横置回路、１７・・・遅延回路、１８・
・・減算器、２０・・・記憶回路、１９１４汀川周波畝
変換回路、２０゜・・・同期信号検出回路。 第　３１２Ｉ 纂　４　＠ 高　５　図 嵩７　回 躬　８　瑠 （０−）　　　　　　　　　　　　　（ｂ）ヤ ５ｔｎ（１）ｃ七 栴　９　閏 （ｆｌ） Ａｒ１ （ｂ） 隼ＩＯ図 挑　１２　　図 第　１３　回 第２２　　図 ５００　１　２　３　４−５　６　７　８　９　１０　
１１　　／２５０１　１　５　　’？　　２　６　１０
　３　７　１１　　＋８　１２ＯζＣ’ＪＩ？）÷め噛
トの〉 の　勺　ｎ　勺　の　の　勺　ｒｒ）（ｎ　　　の喝　
梢　リ　リ　め　的　梢　リ　め　　め葛２５　図 ８２６図 ＄２９　　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、第１の信号により振幅変調された第１の搬送波と、
   或る期間毎に繰り返して複数回送られる第２の信号によ
   り振幅変調される、前記第１の搬送波と直交位相関係に
   ある第２の搬送波と、を合成して伝送されてくる多重伝
   送信号を受信し、該多重伝送信号から前記第２の搬送波
   を再生する搬送波再生回路と、 前記搬送波再生回路の出力で前記多重伝送信号を同期検
   波して前記第２の信号を復調する同期検波回路と、 前記同期検波回路の出力である前記第２の信号に対し、
   該第２の信号を前記繰り返しの期間だけ遅延させる遅延
   回路に通して遅延させた後、遅延前の信号との間で演算
   回路により減算などの処理を施す演算処理回路と、 該演算処理回路からの出力を記憶してその時間軸伸張を
   施す記憶回路と、 から成ることを特徴とする多重伝送信号再生装置。 ２、特許請求の範囲第１項記載の多重伝送信号再生装置
   において、前記記憶回路は、時間軸伸張回路と誤り訂正
   用のデインターリーブ処理回路の両機能を備えた兼用の
   記憶回路から成ることを特徴とする多重伝送信号再生装
   置。