JPH01174274A - 電力変換装置とその制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、単相交流電源から電力供給を受ける１４ルス
幅変調制御の電力変換装置とその制御方法に関する。

［従来の技術］ 直流電圧源を電源とする負荷装置としては、ｌぐルス幅
変調制御（酒）インバータ＋誘導電動機、あるいは直流
チーツバ装置＋直流電動機などがある。この直流電圧源
として、バッテリーを使う場合はあまシ問題ないが、商
用電源から交直電力変換器（コンバータ）を介して直流
電圧を得るとき、当該商用電源側に発生する無効電力や
高調波が近年問題になっている。

この問題を解決するために、交直電力変換器として、パ
ルス幅変調制御（ＰｗＭ　）コンバータを商用電源と直
流電圧源（コンデンサ）との間に挿入する方式＜ｔｎ願
昭５５−１７１８８６等）が提案されている。

第７図は、交直電力変換器として、酒コンバータを用い
た従来の電力変換装置の構成図を示す。

図中、ＳＵＰは単相交流電源、Ｌ、は交流リアクトル、
Ｃ０ＮＶは交直電力変換器（コンバータ）、Ｃｄは直流
平滑コンデンサ、ＬｏＡＤは負荷装置である。

コンバータＣ０ＮＶは、自己消弧能力のある素子（例え
ばダートターンオフサイリスタ）Ｓ、〜Ｓ４、ホイーリ
ングダイオードＤ、〜Ｄ、及び直流リアクトルＬ、　、
Ｌ２から構成され上記素子Ｓ、〜Ｓ、は交流側電圧ＶＯ
値を制御するため、公知のノ々ルス幅変調制御が行なわ
れている。すなわち、コンバータＣ０ＮＶは直流電圧源
（コンデンサ）ｃｄから見た場合、パルス幅変調制御（
ＰＷＭ　）インバータとなシ、その場合交流電源ＳＵＰ
側は一種の負荷と見ることができる。

この従来の電力変換装置は上記直流電圧源Ｃｄの電圧Ｖ
ｄがほぼ一定になるように、交流電源から供給される電
流１．ｔ−制御するもので、■　負荷装置ＬＥＡＤから
の電力需要に応じて４象限動作が可能なこと。

■　上記入力電流！、は電源電圧Ｖ、と常に同相に制御
され、入力力率が１になること。

■　また、入力電流工、は正弦波状に制御されるため、
高調波がきわめて小さくなること。

が特長としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されている。

ＣＴ、は交流電流検出器、Ｒ，、Ｒ２は直流電圧を検出
するための分圧抵抗、ＩＳＯは絶縁増幅器、ＶＲは直流
電圧設定器、Ｃ１〜Ｃ６は比較器、Ｃｖ（Ｓ）は電圧制
御補償回路、ＭＬは乗算器、ＯＡは反転演算増幅器、Ｇ
、（Ｓ）は電流制御補償回路、ＴＲＧは搬送波（三角波
）発生器、ＧＣはダート制御回路である。

まず、絶縁増幅器１８０　ｔ−介して検出された直流電
圧ｖｄと電圧設定器ＶＲからの電圧指令値ｖｄ＊を比較
器Ｃ１に入力し、偏差ｇ、　＝＝　Ｖｄ率−Ｖｄを求め
る。

尚該偏差へは、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力され、積
分増幅あるいは比較増幅されて、入力電流１．の波高値
指令Ｉｎ１となる。

°当該波高値指令Ｉｎ１は乗算器ＭＬＫ入力され、もう
一方の入力出ωｔと掛は合わせられる。当該入力信号比
ωｔは電源電圧ｖ、＝ｖｔｎ−内ωｔに同期し九単位正
弦波で、当該電源電圧Ｖ、を検出し、定数倍（１７Ｖ、
、倍）することによって求められる。

乗算器ＭＬの出力信号工、＊は電源から供給されるべき
電流の指令値を与えるもので、次式のようになる。

■　　−一・―ωｔ　　　　　　　　　・・・・・・・
・・・・・　（１）当該入力電流指令値１．＊は反転増
幅器ＯＡで反転され、コンバータＣＯＮ′ｖから電源Ｓ
ＵＰへ供給される交流電流！、６０指令値工。ネとなる
。以下、ここでは！。＊をコンバータ出力電流指令値と
呼ぶ。

コンバータ出力電流Ｘ、は交流電流検出器ＣＴ０によっ
て検出され比較器Ｃ２に入力される。比較器Ｃ２によっ
て上記指令値ｌｅ＊と検出値！。が比較され、＊− 偏差８□−１，Ｉ　　が求められる。当該偏差１、は次
の制御補償回路Ｇ□（８）に入力され、比例増幅されて
、パルス幅変調制御のための制御入力信号ｅ（となる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生器τＲＧ
　、比較器ＣＪ及びダート制御回路ＧＣによって当該制
御を行っている。

すなわち搬送波発生器ＴＲＧは周波数１　ｋＨｚ程度の
三角波ｅ？を発生し、比較器Ｃ５は尚該三角波ｅＴと前
記入力信号ｅ、を比較し、その偏差’？＝ｅｌ−〇？に
応じてｒ−）制御回路ＧＣから、ダートターンオフサイ
リスタＳ、〜Ｓ、にオン、オフ信号を与えている。

ｅ、　＞　ｅ、のとき、すなわち偏差Ｃ１が正のとき、
サイリスタＳ、とＳｊがオンされ（このときＳ、Ｓ。

はオフ）コンノ々−夕の交流出力電圧ｖ、Ｆｉ＋ｖｄト
なる。

またｅＩ＜　ｅ、のとき、すなわち偏差ｔ？が負のとき
、サイリスタＳ２とＳ、がオンされ（このとき、ｓ、、
ｓ、はオフ）　、　ｖｏ＝−ｖ、となる。

しかも、ｅｌが正の値で大きければ上記Ｓ、と８４のオ
ン期間は長になり、ｓ２とＳ、のオン期間は短くなって
、ｖｏの平均値は入力信号ｅＱに比例した電圧で正の値
となる。逆に町が負の値のときはＳ。

とＳ、のオン期間よシＳ２とＳ、のオン期間のほうが長
くなって、コンバータの出力電圧ｖ０の平均値は、入力
信号ｅｉに比例した値で負の値となる。

すなわち入力信号ｅｉに比例し九値に、コンバータの出
力電圧ｖ０が制御されることになる。

コンバータの出力電流Ｉ、　（電源から供給される入力
電流！、の反転値）は上記コンバータの出力電圧ｖｃを
調整することによシ制御される。

交流リアクトルＬ、には゛電源電圧Ｖｏと、上記コンバ
ータの出力電圧ｖ０との差電圧ｖＬ：Ｉ＋：ｖ、−ｖ０
が印加される。

Ｖ、　＞　Ｖ、のとき、電源電流工、は図の矢印の方向
に増加する。言いかえるとコンバータ出力電流Ｉ０゜は
図の矢印方向へは減少するように働らく。逆にＶ、　＜
　Ｖ、のとき、コンバータ出力電流Ｉ０は図の矢印の方
向に増加しようと働らく。

コンバータの出力電流指令値Ｉ０＊に対して実電流Ｉ０
がＩ＝、＊　＞　Ｉｏの関係にあるとき、偏差ＣＸ＝Ｉ
ｏ＊−”ｏは正の値となり、制御補償回路Ｇｘ（Ｓ）ｔ
−、介してＰＷＭ制御の入力信号ｅｌｋ増加させる。故
にコンバータ出力電圧Ｖ。も入力信号ｅ、に比例して大
きくナシ、Ｖｏ＞　Ｖ、となシコンパータ出力電流夏。

を図の矢印方向に増加させる。逆に工ゎ＊＜Ｉｃとなっ
た場合、偏差ｇ工は負の値とな、？ｅｌすなわちｖｏを
減少させる。故にコイパータの出力電流工。

はその指令値工。＊に一致するように制御される。

当該指令値工。＊を正弦波状に変化させれば、それに追
従して実電流！。も正弦波状に制御される。

コンバータの出力電流！。は電源からの入力電流１、の
反転値であシ、ま次、コンバータ出力電流の指令値Ｉ０
＊は電源からの入力電流の指令値！、＊の反転値である
。故に、入力電流Ｘ、はその指令値１７に追従して制御
されることになる。

次に直流コンデンサＣｄの電圧ｖｄの制御動作を説明す
る。

比較器Ｃ４によって、直流電圧検出値Ｖ、とその指令値
ｖｄ＊を比較する。ｖｄ＊〉ｖｄｏ場合偏差りは正の値
となシ、制御補償回路ＧＶ（Ｓ）’を介して、入力電流
波高値工。を増加させる。入力電流指令値工、＊は、（
１）式で示したように電源電圧と同相の正弦波で与えら
れる。故に、実入力電流Ｉ８が前述の如く、＋８：　Ｉ
、”に制御されるものとすれば、上記波高値エエが正の
値のとき、次式で示される有効電力Ｐ、が単相電源ＳＵ
ＰからコンバータＣｏＮＶを介して直流コンデンサｃｄ
に供給される。

Ｐ、　＝Ｖ、　Ｘ　Ｉ。

＝ｖｍ・エエ・（−ωｔ）２ ＝ｖｍ・Ｉｍ　・（１ｃｒｓ２ωｔ）／２　−・・−（
２）従って、エネルギーＰ、・ｔが直流コンデンサｃｄ
に＋４　Ｃｄ　ｖｄ２として蓄積され、その結果、直流
電圧ｖｄが上昇する。

逆にｙｄ本＜　ｖｄとなった場合、偏差へは負の値とな
シ、制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）　’ｅ介して上記波高値Ｉ
、ｆｔ減少させついにはＩｆ！ｌ＜　０とする。故に、
有効電力Ｐ、も負の値となり、今度は、エネルギーＰｓ
ｔが直流コげン？Ｃｄから電源に回生される。その結果
、直流電圧Ｖｄは低下し、最終的にｖｄ＝ｖｄ＊に制御
される。

負荷装置Ｌ″ｏＡＤは例えば、公知のＰＷＭインバータ
駆動誘導電動機等があり、直流電圧源たる直流コンデン
？Ｃｄに対して、電力の−１）とシを行う。負荷装置Ｌ
ＥＡＤが電力を消費すれば、直流電圧ｖｄが低下するが
上記制御によって、電源から有効電力Ｐ、を供給して常
に■ｄ＃ｖｄ＊に制御される。逆に負荷装置ｌ　Ｉ、；
ＡＤから電力回生＜ｔＳ導′ｗＬ動機を回生運転した場
合）が行われると、Ｖｄが一旦上昇するが、その分電源
ＳＵＰに有効電力Ｐ、ヲ回生ずることによジ、やはｐ　
Ｖｄ＃　ｙｄ＊となる。すなわち、負荷装置Ｌ″ｏＡＤ
　Ｏｉ力消費あるいは電力回生に応じて、電源ＳＵＰか
ら供給する電力Ｐ、が自動的に調整されているのである
。

このとき入力電流！、は電源電圧と同相あるいは逆相（
回生時）の正弦波に制御されるので、当然入力力率＝１
で、高調波成分はきわめて小さい値となっている。

［発明が解決しようとする問題点コ 上記従来の電力変換装置は次のような問題点がある。

すなわち、単相交流電源ＳＵＰから（２）式で示される
有効電力Ｐ、が供給されるが、この有効電力Ｐ。

は定常分ｐ、。＝ｘ　Ｖ、　ＩＩ　工ｍ／　２と変動分
ΔＰ、　ｅ　Ｖ、＃Ｉ、−（２）２ωｔ／２を含んでい
る。この変動分ｊＰａによって直流平滑コンデンサｃｄ
に印加される電圧ｖｄが変動する。その変動分ΔＶｄは
近似的に次式のように表わされる。

４（ａｌＬ；ｄ’Ｖｄ０ 念だし、ｖｄｏは直流電圧Ｖｄの平均値この直流電圧の
変動ΔＶｄは変換器の容量に比例して増大するので、そ
れを抑制するために直流平滑；ンデンサＣｄの容量を増
大させる必要がある。

直流電圧Ｖｄが変動すると負荷装置への供給電流が変動
し種々の悪影響を及ぼすことになる。

例えば、自動形インバータによって誘導震動機を駆動す
る負荷装置では、上記直流電圧ｖｄの変動によって電動
機に供給される電流が変化し、インバータの出力周波数
と前記直流電圧の変動分の周波数との間でビート現象を
発生し、トルク脈動等の原因となる。

従って前記直流電圧ｑ変動を小さくするため、大容量の
平滑コンデンサＣｄｌ用意しなければならず装置の重量
１寸法を増大させ、コストの増大を招いていた。

［発明の目的コ 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、平滑コ
ンデンサＣｄの容量を増大させることなく前記直流電圧
Ｖｄの変動を抑制するもので装置の小形、軽量化金回）
、コストの低減を期待できる電力変換装置を提供するこ
とを目的とする。

［問題点を解決する手段］ 以上の目的を達成するために、本発明は単相交流電源と
、該交流電源に交流リアクトルを介して接続されたパル
ス幅変調制御コンバータと、この／４’ルス幅変調制御
コンバータの直流側に接続された平滑コンデンサと、尚
該平滑コンデンサに並列に接続され、前記交流電源の周
波数の２倍の周波数付近に共振点をもつ共振回路と、前
記平滑コンデンサを電圧源とする負荷装置とを具備して
いる。

［作用コ パルス幅変調制御コンバータは、平滑コンデンサに印加
される電圧がほぼ一定になるように単相交流電源から供
給される電流を制御する。この入力電流は電源電圧と同
相の正弦波に制御されるので入力力率＝１で高調波の少
ない運転がなされる。

共振回路は、平滑コンデンサと並列に接続され、電源周
波数の２倍の周波数に共振点を合わせる。

従って、単相電力に上る変動分はこの共振回路によって
吸収され、平滑コンデンサの容量を増大させることなく
、直流電圧の変動を抑制することが可能となる。

直流平滑コンデンサの容量を低減させた結果、当該直流
回路のエネルギー蓄積容量が減少し、負荷が急変した場
合の影響が大きくなる。そこで負荷が消費する有効電力
を検出し、その値に応じて交流電源から供給される電流
を前向きに補ってやる、いわゆるツイードフｔワード制
御を導入することによシ負荷急変に対する応答を改善し
、平滑コンデンサの容量を小さ）くしたときの欠点を補
なうことができる。

この結果、本発明の電力変換装置は、平滑コンデンサの
容量を大幅に低減させることが可能となシ、かつ直流電
圧の変動の少ないシステムを提供することができる。

［実施例］ 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す。

構成図である。

図中ＳＵＰは単相交流電源、Ｌ、は変流リアクトル、Ｃ
ＯＮ′ｖはパルス幅変調制御コンバータ、ｃｄは直流平
滑コンデンサ、Ｒｙ　ｅ　Ｌｙ　ｅ　Ｃｙは共振回路の
抵抗、リアクトル、コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置で
ある。

コンバータＣ０ＮＶは自己消弧能力のある素子（例えば
ｆ−）タンオフｔイリスタ等）Ｓ、〜Ｓ４、フリーホイ
ーリングダイオードＤ、〜Ｄ、及び直流リアクトルＬ、
ＩＬ２から構成されている。

また、制御回路として電流検出器ＣＴ、ＣＴＬ、比較器
ｃ４．ｃ２、加算器Ａ、、Ａ２．乗算器ＭＬ、電圧制御
補償回路ａｙ（ｓ）　、電流制御補償回路Ｇ、（Ｓ）　
、フィードフナワード制御演算器Ｆｐ　、ノ＃ルス幅変
調制御回路ＰＷＭが用意されている。

直流平滑コンデンサＣｄの電圧Ｖｄは絶縁アンプ等を介
して検出され、比較器Ｃ１によってその指令値Ｖｄ率と
比較される。その偏差ｇ、　＝　Ｖｄ”　−Ｖｄは次の
電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に入力される。ＧＹ（８）
は通常積分要素が使われ、上記偏差ｊ７の定常分が零に
なるようにゆり〈多制御している。Ｇ、（３）の出力Δ
Ｉｍは加算器Ａ、に入力され、後述のツイードフすワー
ド制御演算器ＦＦの出力”ｍｏと加算されて入力電流！
、の波高値指令となる。

電流検出器ＣＴＬは直流電圧源（平滑コンデンサＣｄ　
）から負荷装置ＬＯＡＤに供給される電流Ｉ、Ｊ検出す
るもので直流電圧Ｖｄ″Ｉｋ乗することによ）負荷が消
費する有効電力ＰＬＷｖ、・工、が求められる。この有
効電力ＰＬ、に基づいて、次式のような演算をフィード
７？ワード制御演算器ＦＦによシ行う。

Ｉ　−一・ＰＬ　　　　　　　・・・・・・・・・（４
）ｍｏ　　ｖ− ここで、ｖｒｎは電源電圧Ｖ、の波高値である。

加算器Ａ、の出力信号Ｉ工＝Ｘｍｏ＋ΔＸｍ　は乗算器
ＭＬに入力され、電源電圧Ｖ、に同期した単位正弦波内
ωｔと掛は合わせられる。

乗算器ＭＬの出力１．＊＝−・龜ωｔは電源ＳＵＰから
供給される入力電流１．の指令値となるものである。

比較器Ｃ２には、電流検出器ＣＴ、によって検出した入
力電流１．と、上記指令値１ｇ　　が入力され、その偏
差Ｃ□＝　ｒＢ＊−１，を求めている。当該偏差ｇｘは
次の電流制御補償回路ＧＸ（Ｓ）に入力され比例増幅さ
れる。なおＣ，（Ｓ）は反転比例増幅器が用いらｎ、そ
の比例定数ヲに、とした場合、Ｇ、（Ｓ）＝−Ｋ。

となる。

入力電流制御系には電源電圧ｖｓは外乱として作用する
。そこでこれを打ち消す電圧をコンバータから発生させ
る九め、補償＊ＶＳ＊を加算器Ａ２を介してＰＷＭ制御
回路に入力している。故にパルス幅変調（ＰＷＭ　）制
御のための制御入力信号ｅ１は次式のように表わされる
。

ｅｉ　＝”ｔ　”　’ｔ＋ｖｓ”　　　　　　””−（
５）ノ４ルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波信号（
三角波信号）と上記制御入力信号ｅ１ｆ：比較し、コン
バータを構成する自己消弧能力Ｓ、〜Ｓ４のダート信号
を作っている。

第２図にそのノタルス幅変調制御の動作説明を行うため
のタイムチャート図を示す。

第２図において、Ｘ、Ｙｔｉ搬送波信号、ｅｉＬ制御入
力信号、ｇ、は素子Ｓ１．ｓ２のダート信号１ｒ２Ｆｉ
素子Ｓ　５　ｅ　Ｓ　４のダート信号、■、はコンバー
タの交流側の発生電圧を示す。

搬送波ＸとＹは位相が１８０°ずれた２つの三角波で、
Ｘと０１ヲ比較することにより、ダート信号冨、を作シ
、またＹとｅｉを比較することによシ、ｅ−）信号ｇ２
を作る。

すなわち、ｅ１≧Ｘのときｇ、　ｗ”１”で素子Ｓ。

がオン、Ｓ２がオフとなり、ｅｌ＜Ｘのときｇ、＝ｇｏ
ｓで素子Ｓ２がオン、Ｓ、がオフとなる。またｅ１≧Ｙ
のときｇ２＝１１”で、素子Ｓ、がオン、Ｓ３がオフと
なシ、ｅ　＜Ｙのとき、ｇ２＝＝　＃０″で素子Ｓ、が
オン、Ｓ４がオフとなる。

コンバータの交流側の発生電圧ｖｃはＳ、と８４がオン
のとき（ｓ２とＳ、がオフのとき）ｖｃ＝＋ｖ。

となシ、逆に８２とＳ、がオンのとき（Ｓ、と８４がオ
フのとき）　ｖｃ＝−Ｖ、となる。他のモード（例えば
Ｓ、とＳ、がオン又はＳ２とＳＡがオン）では、ＶＣ−
Ｏとなる。

第２図かられかるように、素子Ｓ、〜Ｓ、は搬送波周波
数でオン、オフするが、コンバータの発生電圧ｖｃＦｉ
搬送波周波数の２倍の周波数で制御される。ｖｃの平均
値（破線で示した）は制御入力信号ｅ１に比例した値と
なる。

第１図にもどって、各制御動作を説明する。まず、入力
電流制御を説明する。

Ｉ、＞Ｉ、となった場合、偏差８Ｘは正の値となシ、ｅ
ｌを減少させる。するとコンバータの発生電圧ｖｃが減
少し、交流リアクトルＬ８に印加される電圧ｖＬｌｌ　
Ｔ’　”８　　”Ｃは増加し、その結果入力電流Ｉ。

を増加させる。

逆に１．＜Ｉ、となった場合、偏差−〇は負の値となシ
、ｅｌ　ｔ−増加させる。故にｖｃが減少し、入力電流
■　は増加する。最終的にｌｌｌ−Ｉ、　　となって落
ち着く、指令値工、ｔ−正弦波状に変化させればそれに
従りて入力電流Ｉｓも正弦波状に制御される。

次に直流重態制御の動作を説明する。

ｖｄ＞ｖｄとなり九場合、偏差りは正の値となり、波高
値指令Ｉｒｎを増加させる。すなわち、入力電流■、を
増加させ、電源ＳＵＰから供給する。有効電力ｐ８＝ｖ
、・Ｉ、を増加させる。その結果、平滑コアｆ７すＣｄ
Ｋｉｔエネルギーｐ、−ｔ　＝　（ＩＡ）ｃｄ・ｖ、２
が蓄積され、直流電圧Ｖ、を増加させる。

逆に、Ｖ、＜Ｖ、となった場合には、偏差へは負の値と
なシ、波高値指令エエを減少させ、さらには負の値にす
る。Ｉ工が負の値になると平滑コンデンサＣ４に蓄積さ
れたエネルギーが電源ＳＵＰに回生され、直流電圧Ｖ、
は減少する。

結果的にはＶｄ＝　Ｖ、　　となるように制御される。

以上のように、直流電圧Ｖ、はその指令値ｖｄ＊に一致
するように制御され、Ｖｄ＊　＝＝一定とした場合直流
電圧ｖｄも一定になるはずであるが、単相電源の場合に
は、前にも述べたように、本質的に電力変ｗＪｔ−伴な
うためその分の電圧変動ΔＶ、は制御によっても取除く
ことはできない。

第３図は、本発明の共振回路（Ｒｙ　＊　Ｌｙ　＊　Ｃ
ｙ　）の動作を説明するためのタイムチャート図を示す
。

図中、Ｖ、は電源電圧、工、は入力電流、ＰＩｌは有効
電力、りは共振回路に流れる電流の各波形を示す。

入力電流Ｉ、は電源電圧ｖｓと同相の正弦波に制御され
る。その結果、有効電力Ｐ８は Ｐ６＝ｖ、・工。

＝ｖｍＩｌｔｈ１ωｔ・工ｍΦ出ωｔ ■　弓 ＝−１−二（１−邸２ωｔ） ＝Ｐ、。＋ΔＰ、　　　　　　　　・・・・・・（６）
のようになる。この有効電力Ｐｓの変動分ΔＰ８は、コ
ンバークＣ０ＮＶの直流出力電流４ｄの変動となって現
われる。仮に直流電圧ｖｄの変動が小さいとしてｖ＃ｖ
　と考えた場合、その直流電流１ｄの変動ｄ　　　　　
ｄ。

分Δ４ｄは次式のように表わされる。

そこで、第１図の共振回路（Ｒア＋　Ｌｙ　＊　Ｃｙ　
）の定数を次式のように選定することによう、上記直流
電流イの変動分Δイ、を当該共振回路にバイパスさせる
ことができる。ただし、抵抗Ｒ２は小さいものとして無
視する。

２ωＬ、＝−ニー　　　　　・・・・・・・・・（８）
２ωＣ１ すなわち、この共振回路の共振周波数は電源周波数の２
倍の周波数に一致しており、その周波数でのインピーダ
ンス２．は抵抗８２分だけとなる。

抵抗Ｒ２は外乱等に対して安定化（減衰を早める）を図
るもので、非常に小さな値でよい。従って、（７）式で
示される直流電流の変動分Δりは全てこの共振回路を介
して流れ、共振回路電流１．はり＝Δ１．となる。りの
大きさは電源から供給される有効電力Ｐ、の値に比例す
る。

この結果、平滑コ／デン？Ｃ，に流れ込む電源嶋、、は
、負荷電流を１．とした場合、次式のようになる。

イ　　＝（ａ−イ、−リ ａｐ ＝４ｄ０＋Δ（、−４，−リ ＃１ｄ０−輸　　　　　　　・曲面（９）定常的にはシ
、。＝シ、となり、’ｃａｐ　＝　ｏを満足し平滑コン
デンサｃｄの電圧ｖｄはほぼ一定となる。

以上のように、本発明装置では単相電源の電力変動分を
共振回路により、吸収することができ、従来装置に比較
し、直流平滑コンデンサｃｄの容量を大幅に低減させる
ことが可能となる。

しかし、平滑コンデンサＣ４を小さくした場合、直流回
路でのエネルギー蓄積容量も小さくなる欠点がでてくる
。従って負荷急変が発生した場合、直流電圧制御の応答
が遅いと、直流電圧ｖｄの急低下や急上昇を招くことに
なる。■、が急激に低下すると電源電圧Ｖに対向する電
圧を発生できなくなす、制御不能におちいる。また、ｖ
ｄが急上昇すると過電圧となり、素子の破壊を招く。

そこで、本発明装置の制御方法として次に述べるフィー
ドラｔ−ワード制御が有効となる。

第１図において、ＦＦはフィードフォワード制御演算回
路を示す。

まず負荷装置ＬＯＡＤが消費する有効電力ＰＬを検出す
る。直流回路では直流電流１Ｌと直流電圧Ｖ、の積が有
効電力Ｐ、となる。これをフィード７ｔワード制御演算
回路ＦＦ’に入力し、次式の演算を行うことによシ、入
力電流の波高値指令ｌ。ｅを求める。

■　■−・ＰＬ　　　　　・・・・・・・・・（）０″
ｎｏ　　ｖ、。

負荷が急変した場合、直流電圧制御回路Ｇｖ（Ｓ）から
の出力信号Δ！□を待つことなく、ただちに波高値指令
■ｌｌｎ＃Ｘ０゜が与えられる。故に電源から有効電力
Ｐ１が次式のように供給される。

Ｐｓ＝ｖ、・工。

＝ｖ　１血ωｔ−Ｉ　　　−内ωｔ ｍ　　　　　　　　　　　　ｍＯ ゝ”’　（１ｗ２ωｔ） ＝ＰＬ（１−可２ωｔ）　　　　・・・・・・・・・（
ロ）Ｐ、の変動分は前述の共振回路によって吸収される
ので、Ｐｌ。＝ＰＬとなシ、負荷が消費する有効電力Ｐ
Ｌを電源から、ただちに供給することができ、直流回路
の蓄積エネルギーを増減させることはない。

従って、平滑コンデ／？Ｃ４の電圧ｖｄは常に一定値を
保つことができるようになり、Ｃ６の容量を小さくした
欠点を取シ除くことができるようになる。

第４図から第６図は、計算機によるシミル−シ四ン結果
を示すもので、ｖｄは直流電圧、１．は入力電流、ｖｃ
はコンバータの交流側発生電圧、■は電源電圧、イ、は
共振回路に流れる電流の各波形を表わす。

シミル−シ１ンの条件として、直流電圧の指令値ｖｄ＊
＝１９００ｖ、電源周波数ｆＢ−６０Ｈｚ、搬送波周波
数４２０　Ｈｚでｔ−１２，５ｍ　ｓｅｃのとき、負荷
ＰＬをＯｋＷから７５　ｋＷに急変させている。

第４図は従来の装置のシミニレ−シラン結果で平滑コン
デンサＣｄ＝、、７，５００μＦを挿入している。

直流電圧Ｖの変動はΔＶｄ（、、）　＃１８７　Ｖとな
っている。

第５図は、やはり従来装置のシミーレージ冒ン結果で、
ｃｄ＝２．ｓｏｏμＦとしたものである。直流電圧Ｖの
変動ΔＶａ（ｐｐ）　＃　５３０　Ｖに増大する。

第６図は本発明装置のシミーレージ冒ン結果を示すもの
で、Ｃ，＝１，５００μＦまで小さくしているにもかか
わらず、単相電源の電力変動分は全て共振回路に吸収さ
れ、直流電圧ｖｄはほぼ一定になっている。わずかＰＷ
Ｍ制御に伴なう脈動が残っているが、これも同様に取除
くことは可能である。ま九負荷急変に対しては、前述の
フィード７會ワード制御が有効に働き、ｖｄの変動も小
さく抑えられている。

［発明の効果コ 以上のように本発明の電力変換装置は、入力力率を１に
保持することができ、かつ入力電流の高調波成分の少な
い交流／直流変換装置であって単相電源の電力変動分を
直流側の共振回路に吸収させることによシ、平滑コンデ
ンサＣ６の容量を低減させ、かつ直流電圧の変動を抑制
することができる。ま九負荷急変時でもフィードフォワ
ード制御により迅速な応答を達成することができ、平滑
コンデン？Ｃ，の容量を小さくした欠点を取除くことが
できる。従って、装置全体の小形軽量化やコスト低減が
図られるばかシでなく、電源側から見ても又、負荷側か
ら見ても理想的な電力変換装置を提供することが可能と
なる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図、
第２図は第１図の制御動作を説明するためのタイムチャ
ート図、第３図はやはり第１図の動作を説明する念めの
タイムチャート図、第４図及び第５図は従来装置の計算
機シミュレーシ四／結果を示す図、第６図は本発明装置
のシミエレーシ璽ン結果を示す図、第７図は、従来の電
力変換装置の構成図である。 ＳＵＰ・・・単相交流電源、Ｌ８・・・交流リアクトル
、Ｃ０ＮＵ・・りぐルス幅変調制御コンバータ、Ｃ６・
・・直流平滑コンデンサ、ＲＦ　＋　Ｌｒ　ｒ　ＣＦ・
・・共振回路の抵抗、リアクトルコンデンサ、　ＬｏＡ
Ｄ・・・負荷装置、Ｓ、〜Ｓ、・・・自己消弧素子、Ｄ
、〜Ｄ、・・・ダイオード、Ｌｌ　、Ｌ２・・・直流リ
アクトル、ＣＴ８．ＣＴＬ・・・電流検出器、Ｃ１，Ｃ
２・・・比較器、Ａ１．　Ａ２・・・加算器、ＭＬ・・
・乗算器、　ＧＹ（Ｓ）・・・電圧制御補償回路、ａＫ
（Ｓ）・・・電流制御補償回路、ＦＦ・・・フィード７
ｔワード制御演算回路、ＰＷＭ・・・パルス幅大調制御
回路。

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）単相交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを
   介して接続されたパルス幅変調制御コンバータと、この
   パルス幅変調制御コンバータの直流側に接続された平滑
   コンデンサと、当該平滑コンデンサに並列に接続された
   前記交流電源の周波数の２倍の周波数付近に共振点をも
   つ共振回路と、前記平滑コンデンサを電圧源とする負荷
   装置とからなる電力変換装置。
2. （２）前記共振回路は、抵抗、リアクトル、コンデンサ
   の直列回路で構成されたことを特徴とする特許請求の範
   囲第１項記載の電力変換装置。
3. （３）単相交流電源と、該交流電源に交流リアクトルを
   介して接続されたパルス幅変調制御コンバータと、この
   パルス幅変調制御コンバータの直流側に接続された平滑
   コンデンサと、当該平滑コンデンサに並列に接続され前
   記交流電源の周波数の２倍の周波数付近に共振点をもつ
   共振回路と、前記平滑コンデンサを電圧源とする負荷装
   置とからなる電力変換装置の前記負荷装置に供給される
   有効電力を検出しその値に基づき前記交流電源から供給
   すべき電流の指令値を算出し、前記パルス幅変調制御コ
   ンバータによって前記交流電源から供給される電流を制
   御することを特徴とする電力変換装置の制御方法。