JPH0419796B2

JPH0419796B2 -

Info

Publication number: JPH0419796B2
Application number: JP58151508A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Tanaka
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1983-08-22
Filing date: 1983-08-22
Publication date: 1992-03-31
Also published as: JPS6046773A

Description

【発明の詳細な説明】［発明の技術分野］本発明は、交流電源から電力供給を受ける直流
電圧源とその負荷装置からなる電力変換装置に関
する。

［発明の技術的背景］直流電圧源を電源とする負荷装置としては、パ
ルス幅変調制御（PWM）インバータ＋誘導電動
機、あるいは直流チヨツパ装置＋直流電動機など
がある。この直流電圧源として、バツテリーを使
う場合はあまり問題ないが、商用電源から交直電
力変換器（コンバータ）を介して直流電圧を得る
とき、当該商用電源側に発生する無効電力や高調
波が近年問題になつている。

この問題を解決するために、交直電力変換器と
してパルス幅変調制御（PWM）コンバータを商
用電源と直流電圧源（コンデンサ）との間に挿入
する方式（特願昭57−171886等）が提案されてい
る。

第１図は、交直電力変換器として、PWMコン
バータを用いた従来の電力変換装置の構成図を示
す。

図中、SUPは単相交流電源、L_sは交流リアク
トル、CONVは交直電力変換器（コンバータ）、
C_dは直流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置で
ある。コンバータCONVは、自己消弧能力のあ
る素子（例えばゲートターンオフサイリスタ）S₁
〜S₄、ホイーリングダイオードD₁〜D₄及び直流
リアクトルL₁，L₂から構成され、上記素子S₁〜
S₄は交流側電圧Voの値を制御するため、公知の
パルス幅変調制御が行なわれている。すなわちコ
ンバータCONVは直流電圧源（コンデンサ）C_d
から見た場合、パルス幅変調制御（PWM）イン
バータとなり、その場合交流電源SUP側は一種
の負荷と見ることができる。

この従来の電力交換装置は上記直流電圧源C_d
の電圧V_dがほぼ一定になるように、交流電源か
ら供給される電流I_sを制御するもので、負荷装置ＬADからの電力需要に応じて４
象限動作が可能なこと。

上記入力電流I_sは電源電圧V_sと常に同相に制
御され入力力率が１になること。

また、入力電流I_sは正弦波状に制御されるた
め高調波がきわめて小さくなること。

が特長としてあげられる。

以下、この装置の制御動作を簡単に説明する。

制御回路としては、次のものが用意されてい
る。CT_Oは、交流電流検出器、R₁，R₂は直流電
圧を検出するための分圧抵抗、ISOは絶縁増幅
器、VRは直流電圧設定器、C₁〜C₃は比較器、G_V
（Ｓ）は電圧制御補償回路、MLは乗算器、OAは
反転演算増幅器、G_I（Ｓ）は電流制御補償回路、
TRGは搬送波（三角波）発生器、GCはゲート制
御回路である。

まず、絶縁増幅器ISOを介して検出された直流
電圧V_dと、電圧設定器VRからの電圧指令値V_d ^*
を比較器C₁に入力し、偏差ε_V＝V_d ^*−V_dを求め
る。当該偏差ε_Vは、制御補償回路G_V（Ｓ）に入力
され、積分増幅あるいは比例増幅されて入力電流
I_sの波高値指令I_nとなる。

当該波高値指令I_nは乗算器MLに入力され、も
う一方の入力sin〓^tと掛け合わせられる。当該入
力信号sin〓^tは電源電圧V_s＝V_n・sin〓^tに同期した
単位正弦波で、当該電源電圧V_sを検出し、定数
倍（１／V_n倍）することによつて求められる。

乗算器MLの出力信号I_s ^*は電源から供給される
べき電流の指令値を与えるもので、次式のように
なる。

I_s ^*＝I_n・sin〓^t ……(1) 当該入力電流指令値I_s ^*は反転増幅器OAで反転
され、コンバータCONVから電源SUPへ供給さ
れる交流電流I_cの指令値I_c ^*となる。以下、ここで
はI_c ^*をコンバータ出力電流指令値と呼ぶ。

コンバータ出力電流I_cは交流電流検出器CT_cに
よつて検出され比較器C₂に入力される。比較器
C₂によつて、上記指令値I_c ^*と検出値I_cが比較さ
れ、偏差ε_I＝I_c ^*−I_cが求められる。当該偏差ε_Iは
次の制御補償回路G_I（Ｓ）に入力され、比例増幅
されて、パルス幅変調制御のための制御入力信号
e_iとなる。

パルス幅変調制御は公知の手法で、搬送波発生
器TRG、比較器C₃及びゲート制御回路GCによつ
て当該制御を行つている。

すなわち、搬送波発生器TRGは周波数1kHz程
度の三角波e_Tを発生し、比較器C₃は、当該三角波
e_Tと、前記入力信号e_iを比較し、その偏差ε_T＝e_i
−e_Tに応じてゲート制御回路GCから、ゲートタ
ーンオフサイリスタS₁〜S₄にオン、オフ信号を与
えている。

e_i＞e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが正のときサイ
リスタS₁とS₄がオンされ（このときS₂、S₃はオ
フ）コンバータの交流出力電圧V_cは＋V_dとなる。

またe_i＜e_Tのとき、すなわち偏差ε_Tが負のとき、
サイリスタS₂とS₃がオンされ（このとき、S₁、S₄
はオフ）、V_c＝−V_dとなる。

しかもe_iが正の値で、大きければ上記S₁とS₄の
オン期間は長くなり、S₂とS₃のオン期間は短くな
つて、V_cの平均値は、入力信号e_iに比例した電圧
で正の値となる。逆にe_iが負の値、のときはS₁と
S₄のオン期間よりS₂とS₃のオン期間のほうが長く
なつてコンバータの出力電圧V_cの平均値は、入
力信号e_iに比例した値で、負の値となる。

すなわち入力信号e_iに比例した値に、コンバー
タの出力電圧V_cが制御されることになる。

コンバータの出力電流I_c（電流から供給される
入力電流I_sの反転値）は上記コンバータの出力電
圧V_cを調整することにより制御される。

交流リアクトルL_sには電源電圧V_sと、上記コ
ンバータの出力電圧V_cとの差電圧V_L＝V_s−V_cが
印加される。

V_s＞V_cのとき、電源電流I_sは図の矢印の方向に
増加する。言いかえると、コンバータ出力電流I_c
は図の矢印方向へは減少するように働らく。逆
に、V_s＜V_cのとき、コンバータ出力電流I_cは図の
矢印方向に増加しようと働らく。

コンバータの出力電流指令値I_c ^*に対して、実
電流I_cがI_c ^*の関係にあるとき、偏差ε_I＝I_c ^*−I_cは
正の値となり制御補償回路G_I（Ｓ）を介して
PWM制御の入力信号e_iを増加させる。故に、コ
ンバータ出力電圧V_cも入力信号e_iに比例して大き
くなり、V_c＞V_sとなりコンバータ出力電流I_cを図
の矢印方向に増加させる。逆にI_c ^*＜I_cとなつた場
合、偏差ε_Iは負の値となりe_iすなわちV_cを減少さ
せて、V_c＜V_sとなり、出力電流I_cを減少させる。
故にコンバータの出力電流I_cはその指令値I_c ^*に一
致するように制御される。当該指令値I_c ^*を正弦
波状に変化させれば、それに追従して実電流I_cも
正弦波状に制御される。

コンバータの出力電流I_cは電源からの入力電流
I_sの反転値でありまた、コンバータ出力電流の指
令値I_c ^*は電源からの入力電流の指令値I_s ^*の反転
値である。故に入力電流I_sはその指令値I_s ^*に追従
して制御されることになる。

次に直流コンデンサC_dの電圧V_dの制御動作を
説明する。

比較器C₁によつて直流電圧検出値V_dとその指
令値V_d ^*を比較する。V_d ^*＞V_dの場合、偏差ε_Vは
正の値となり、制御補償回路G_V（Ｓ）を介して、
入力電流波高値I_nを増加させる。入力電流指令値
I_s ^*は、(1)式で示したように電源電圧と同相の正
弦波で与えられる。故に、実入力電流I_sが前述の
如く、I_s＝I_s ^*に制御されるものとすれば、上記波
高値I_nが正の値のとき、次式で示される有効電力
P_sが単相電源SUPから、コンバータＣNVを介
して直流コンデンサC_dに供給される。

P_s＝V_s×I_s ＝V_n・I_n・（sin〓^t）² ＝V_n・I_n・（１−cos2〓^t）／２ ……(2) 従つて、エネルギーP_s・ｔが直流コンデンサ
C_dに1/2C_dV_d ²として蓄積され、その結果、直流
電圧V_dが上昇する。

逆にV_d ^*＜V_dとなつた場合、偏差ε_Vは負の値と
なり、制御補償回路G_V（Ｓ）を介して上記波高値
I_nを減少させついにはI_n＜０とする。故に、有効
電力P_sも負の値となり、今度は、エネルギーP_sｔ
が直流コンデンサC_dから電源に回生される。そ
の結果、直流電圧V_dは低下し、最終的にV_d＝V_d
^＊に制御される。

負荷装置ＬADは例えば、公知のPWMイン
バータ駆動誘導電動機等があり、電流電圧源たる
直流コンデンサC_dに対して、電力のやりとりを
行う。負荷装置ＬADが電力を消費すれば、直
流電圧V_dが低下するが、上記制御によつて、電
源から有効電力P_sを供給して常にV_d≒V_d ^*に制御
される。逆に負荷装置ＬADから電力回生（誘
導電動機を回生運動した場合）が行われると、
V_dが一旦上昇するが、その分、電源SUPに有効
電力P_sを回生することにより、やはりV_d≒V_d ^*と
なる。すなわち、負荷装置ＬADの電力消費あ
るいは電力回生に応じて、電源SUPから供給す
る電力P_sが自動的に調整されているのである。

このとき、入力電流I_sは電源電圧と同相あるい
は逆相（回生時）の正弦波に制御されるので、当
然、入力力率＝１で高調波成分はきわめて小さい
値となつている。

［従来技術の問題点］このような従来の電力変換装置には、次のよう
な問題点があつた。

すなわち、従来の電力変換装置では、平滑コン
デンサに印加される直流電圧V_dがほぼ一定にな
るように、交流電源から供給される電流I_sの値を
PWMコンバータによつて制御しているのである
が、当該電流制御系に前記電源電圧による外乱が
入つてくるため、当該入力電流I_sを正確に制御す
ることができなくなり、所期の目標である入力力
率＝１で高調波成分の少ない入力電流を得ること
ができなくなる欠点がある。

第２図は第１図の装置の電源側の等価回路図を
示す。図中、L_s，R_sは交流リアクトルのインダ
クタンスと抵抗、v_s，v_c，i_sは各々、電源電圧、
コンバータ出力電圧及び電源電流の瞬時値を表わ
している。

これから電圧方程式は次のように表わすことが
できる。ただし、ｐは微分演算子とする。

v_s−v_c＝（R_s＋L_s・ｐ）・i_s ……(3) 従つて、電源電流（入力電流）制御系のブロツ
ク線図は第３図のようになる。

第３図において、G_I（Ｓ）は電流制御回路の伝
達関数、K_c・e^-〓^sはPWMコンバータの伝達関数
で、K_cは比較定数、τはむだ時間を表わしてい
る。なおＳはラプラス演算子である。

第３図の制御系では電源電流i_sをその指令値I_s ^*
に追従させて制御しようとするものであるが電源
電圧v_sによる外乱が入つてくるため、i_s＝I_s ^*とは
ならない。

このため、電源電流指令値I_s ^*は(1)式で示した
ように電源電圧V_sに同期した正弦波電流で与え
ているが、実際に流れる電流i_sは位相や大きさが
上記指令値I_s ^*と違つてくる。従つて所期の目標
であつた、入力力率＝１、高調波含有率の低減が
達成できなくなる問題がある。

［発明の目的］本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもの
で、前記電源電流（入力電流）制御系に入つてく
る電源電圧外乱の影響をなくし、上記電源電流i_s
をその指令値I_s ^*に忠実に追従するように制御し
た電力変換装置を提供することを目的とする。

［発明の概要］本発明は上記目的を達成するために、リアクト
ルを介して交流電圧が印加され、パルス幅変調制
御により交流の入力電流を制御すると共に所望の
直流電圧を出力する回生動作の可能なコンバータ
と、このコンバータの出力側に接続され、前記直
流電圧を平滑するコンデンサと、前記出力電圧と
基準電圧を比較し、電流基準を得る電圧制御手段
と、前記電流基準と前記入力電流を比較し、制御
信号を出力する電流制御手段と、前記交流電圧か
ら補償信号を得る外乱補償手段を設け、前記制御
信号と前記補償信号の加算値により前記パルス幅
変調制御を行い、入力電流制御系に対する電源電
圧の外乱の影響を抑えるようにした電力変換装置
である。

［発明の実施例］第４図は本発明の電力変換装置の実施例を示す
構成図である。

図中、SUPは単相交流電源、L_sは交流リアク
トル、CONVはパルス幅変調制御コンバータ、
C_dは直流平滑コンデンサ、ＬADは負荷装置で
ある。パルス幅変調制御コンバータのＣNVは
自己消弧能力のある素子（例えばゲートターンオ
フサイリスタ等）S₁〜S₄、ホイーリングダイオー
ドD₁〜D₄及び直流リアクトルL₁，L₂から構成さ
れている。

また、制御回路としては電源電圧を検出する変
成器PT、交流電流検出用変流器CT_c、直流電圧
検出用分圧抵抗器R₁，R₂、絶縁増幅器ISO、直
流電圧設定器VR、比較器C₁〜C₃、電圧制御補償
回路G_V（Ｓ）、乗算器ML、演算増幅器OA₁，
OA₂、電流制御補償回路G_I（Ｓ）、外乱補償回路
H₀、加算器AD、搬送波発生器TRG、ゲート制
御回路GCが用意されている。

変成器PTによつて、電源電圧V_sを検出し、演
算増幅器OA₁によつて（１／V_n）倍することに
より電源電圧に同期した単位正弦波sin〓^tが得ら
れる。

また、分圧抵抗器R₁，R₂及び絶縁増幅器ISO
を介して直流電圧V_dが検出される。

当該直流電圧検出値V_dと、直流電圧設定器VR
からの電圧指令値V_d ^*を比較器C₁に入力し、その
偏差ε_V＝V_d ^*を求める。当該偏差ε_Vは次の電圧制
御補償回路G_V（Ｓ）に入力され、比例増幅あるい
は積分増幅されて、入力電流指令値I^* _sの波高値I_n
となる。

乗算器MLは、前記単位正弦波sin〓^tと、上記波
高値I_nを掛け合わせるもので、電源から供給され
る入力電流I_sの指令値I_s ^*＝I_n・sin〓^tを作る。当該
入力電流指令値I_s ^*は反転演算増幅器OA₂で反転
され、コンバータの交流側出力電流I_c（入力電流I_s
の反転値）の指令値I_c ^*となる。

変流器CT_cはコンバータ出力電流I_cを検出する
もので、当該検出値I_cは上記指令値I_c ^*とともに比
較器C₂に入力される。比較器C₂によつて、偏差ε_I
＝I_c ^*−I_cが求められ、次の電流制御補償回路G_I
（Ｓ）によつて比例増幅される。当該電流制御補
償回路G_I（Ｓ）の出力e_iはパルス幅変調制御の入
力信号の１つとなる。

一方、演算増幅器OA₁の出力信号である単位正
弦波sin〓^tは外乱補償回路H₀にも入力され、定数
倍されて、補償値e_sを与えている。当該補償値e_s
はパルス幅変調制御のもう一方の入力信号とな
る。

すなわち、加算器ADによつて、G_I（Ｓ）の出
力信号e_iと外乱補償回路H₀の出力信号e_sを加え合
わせ、パルス幅変調制御の入力信号e_i′＝e_i＋e_sを
得ている。

搬送波発生器TRGは周波数1kHz程度の三角波
e_Tを発生するもので、パルス幅変調制御の搬送波
信号を与えている。

比較器C₃によつて上記入力信号e_i′と三角波e_T
を比較し、その偏差ε_T＝e_i′−e_Tに応じてゲート制
御回路GCから、コンバータCONVの構成素子S₁
〜S₄にオン、オフ信号を与えている。

パルス幅変調制御は公知の手法が用いられ、入
力信号e_i′に比例した電圧V_cがコンバータCONV
から出力される。すなわちその比例係数をK_c、
パル幅変調制御に伴なうむだ時間をτとした場合 V_c＝K_c・exp（−τS）・e_i′ ……(4) Ｓ：ラプラス演算子の関係がある。

コンバータの出力電流I_c（電源から供給される
入力電流I_sの反転値）は上記コンバータの出力電
圧V_cを調整することにより制御される。

交流リアクトルL_sには電源電圧V_sと、上記コ
ンバータの出力電圧との差電圧V_L＝V_s−V_cが印
加される。V_Lが正のとき、電源電流I_sは図の矢印
の方向に増加する。言いかえるとコンバータ出力
電流I_cは図の矢印方向へは減少するように働ら
く。逆にV_Lが負のとき、コンバータ出力電流は
図の矢印の方向に増加しようと働らく。

外乱補償回路H₀は、単位正弦波sin〓^tを定数倍
（V_n／K_c倍）するもので、パルス幅変調制御の入
力信号の補償値e_sは次式のように与えられる。

e_s＝（V_n／K_c）・sin〓^t ……(5) V_n：電源電圧波高値 K_c：コンバータの比例定数故にコンバータの出力電圧V_cは、(4)式から次
のようになる。

V_c＝K_c・exp（−τS）・e_i′ ＝K_c・exp（−τS）・（e_i＋e_s）＝K_c・exp（−τS）・e_i ＋exp（−τS）・V_n・sin〓^t ……(6) すなわち、パルス幅変調制御に伴なうむだ時間
τが十分小さいものとして考えると、 V_c＝K_c・e_i＋V_s ……(7) の関係が成り立ち、交流リアクトルL_sに印加され
る電圧V_Lは V_L＝V_s−V_c＝−K_c・e_i ……(8) となり、入力電流I_sを制御するとき、電源電圧V_s
の影響を受けなくなる。

コンバータの出力電流指定値I_c ^*に対して、実
電流I_cがI_c ^*＞I_cの関係にあるとき、偏差ε_I＝I_c ^*＝
I_cは正の値となり、制御補償回路G_I（Ｓ）を介し
てパルス幅変調制御の入力信号の１つe_iを増加さ
せる。故に(8)式で示される交流リアクトル電圧
V_Lは図の矢印と反対方向に印加され、コンバー
タ出力電流I_cを図の矢印方向に増加させる。従つ
て、実電流I_cはその指令値I_c ^*に一致するように制
御される。

逆にI_c ^*＜I_cとなつた場合、V_Lは正の値となり、
実電流I_cは減少する。すなわち、実電流I_cはやは
り、その指令値Ic^*に一致するように制御される。

この場合、交流リアクトルL_sに印加される電圧
V_Lは、偏差ε_II_c ^*−I_cにのみ関係し、電源電圧V_sに
よる影響を受けない。

コンバータの出力電流I_cは電源からの入力電流
I_sの反対値であり、またコンバータ出力電流の指
令値I_c ^*は電源からの入力電流の指令値I_s ^*の反転
値である。故に、コンバータの出力電流I_cがその
指令値I_c ^*に追従して制御されるということは電
源からの入力電流I_sが、その指令値I_s ^*に追従して
制御されることになる。

平滑コンデンサC_dの直流電圧V_dがその指令値
V_d ^*に一致するように上記入力電流指令値I_s ^*を電
源電圧V_sに同期した正弦波電流として与えれば、
実際の入力電流I_sもそれに追従して、正弦波状に
制御される。

［発明の効果］以上のように、本発明の電力変換装置によれ
ば、電源電圧V_sの影響を受けることなく電源か
ら供給される入力電流I_sをその指令値I_s ^*に追従し
て、忠実に制御することができ、平滑コンデンサ
C_dの直流電圧V_dがその指令値V_d ^*に一致するよう
に上記入力電流指令値I_S ^*を電源電圧V_sに同期し
た正弦波電流として与えた場合、実際の入力電流
I_sもその指令値I_s ^*に追従し、位相遅れや振幅誤差
が小さく制御される。従つて、電力変換装置の入
力力率を1.0に保ち、しかも入力電流の高調波含
有率を小さくするという所期の目的が達成され
る。

また、入力電流制御が電源電圧の外乱を受けな
くなつたため、当該電流制御系の制御補償回路
G_I（Ｓ）の設計が簡単になり、制御系の安定化や
応答の改善が容易になる利点もある。

なお、本発明の実施例では単相電源について説
明したが、３相電源や他の多相電源についても同
様に適用できることは言うまでもない。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の電力変換装置の構成図、第２図
は第１図の装置の電源側の等価回路図、第３図は
第１図の装置の電源制御系のブロツク線図、第４
図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
である。 SUP……単相交流電源、L_s……交流リアクト
ル、ＣNV……パルス幅変調制御コンバータ、
C_d……直流平滑コンデンサ、ＬAD……負荷装
置、S₁〜S₄……ゲートターンオフサイリスタ、
D₁〜D₄……ホイーリングダイオード、L₁，L₂…
…直流リアクトル、PT……変成器、CT_c……変
流器、R₁，R₂……分圧抵抗器、ISO……絶縁増
幅器、VR……直流電圧設定器、C₁〜C₃……比較
器、G_v（Ｓ）……電圧制御補償回路、ML……乗
算器、OA₁，OA₂……演算増幅器、G_I（Ｓ）……
電流制御補償回路、AD……加算器、H₀……外乱
補償回路、TRG……搬送波発生器、GC……ゲー
ト制御回路。

Claims

【特許請求の範囲】

１リアクトルを介して交流電圧が印加され、パ
ルス幅変調制御により交流の入力電流を制御する
と共に所望の直流電圧を出力する回生動作の可能
なコンバータと、このコンバータの出力側に接続
され、前記直流電圧を平滑するコンデンサと、前
記出力電圧と基準電圧を比較し、電流基準を得る
電圧制御手段と、前記電流基準と前記入力電流を
比較し、制御信号を出力する電流制御手段と、前
記交流電圧から補償信号を得る外乱補償手段を設
け、前記制御信号と前記補償信号の加算値により
前記パルス幅変調制御を行うことを特徴とする電
力変換装置。