JPH01185010A - デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。

Ａ　産業上の利用分野 Ｂ　発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ　発明か解決しようとする課題 Ｅ　課題を解決するための手段（第１図）Ｆ　作用 Ｇ　実ｈｂ例 Ｈ発明の効果 Ａ　産業上の利用分野 本発明はデジタル信号に変換されたＡ−テイオ信号のダ
イナλツクレンジをデジタル信号処理するデジタル信号
処理装置用のエンへ１」−プ検波回路に関する。

Ｂ　発明の概要 本発明は入力信号のダイナミックレンジをデジタル的に
制御するだめのデジタル信号処理装置用のエンベロープ
検波回路に於いζ、う−シタルＧｉ　呼処理装置により
、入力信号のアタック時には固定のアタック係数を用い
てピーク検波を行ない、リカバリー時には実効値検波値
からリカバリー係数を算出し、Ｊトリカバリ−係数を用
いζエン・＼ＬＩ−プ検波して、係数変更が等量で、入
力１４号のエネルギー感を損わないものを得る様にした
ものである。

Ｃ従来の技術 従来から、オーディオ信号のダイナミックレンジをコン
トロールするために、アナログ技術を用いてダイナミッ
クレンジをｋｋ通に圧縮、伸緻させる様にしたタイナミ
ックレンジコントローラ（以トＬＩＲＣと記す）が知ら
れている。第６図Ａは例えは、レコート力ッテンク時に
オーバヵフテンクしない様にしたりミッタとして機能さ
せるためのＤ　ＲＣを示し、入力端子′！゛１に人力さ
れたオーディオ信号は利ｉすｉｉＪ変素子を構成する乗
算回路（１１を通して出力端子゛ｌ゛２に出力されるが
、乗算回路（１）の出力１ｄ号はコントロールシステム
（２すを介して頁帰還されている。この構成ではコント
ロールシステム（２）にネｎ度を要さないが、コントロ
ールシステム（２）の遅延により、出力端子゛Ｉ゛２に
過大なレベルの信号が出力される迄、利得をリダクシヨ
ンすることが出来ないために、オーバシュートが発生ず
る欠点がある。これに対し、第６図Ｂに示す様に入力端
子Ｔ１に供給したオーディオ信号を遅延回路（３）とコ
ントロールシステム（２）に供給し、コントロールシス
テム（２）の制御信号で乗算回路ｔｌｌを制御させる入
力信号による制御方式をとれば入力端子Ｔｘに加えられ
る信号の変化に対してダイナ（７クレンジの特性を正確
にｙ４整することが可能であるが、コントロールシステ
ム（２）をネＯ密に規定する必要がある。このコントロ
ールシステム（２）には図示しないがアナログ的に構成
したエンベロープ検波回路を含んでいる。このエンベロ
ープ検波方式としてはピーク検波方式と、実効値（ｒｍ
ｓ）検波方式が知られているが、第７図Ａはピーク検波
回路図を示す、今入力端子Ｔ３に第７図Ｂの様なトーン
バースト信号が供給されると、バッファ（４（。

整流素子ＣＤを通して増幅、整流されたトーンバースト
信号は抵抗器１ｆｔ、Ｒ２及びコンデンサｃｌの時定数
回路によって、アタックタイム、リカバリータイム並に
ホールドタイムが決定される。これら諸口はＬ）ＲＣの
歪率やノイズマスキングの品質に大きな影響をり、える
。アタックタイム、リカバリータイム等のｊ＆量はＩＥ
Ｃ等の定義ではトーンバースト波等の温度信号が加えら
れた後に初期の６ｄＢオーバシユートが２ｄＢ以内に収
束する値をアクツクタイムとして定義し、同じくりカバ
リタイム（リリースタイム、或はデイケイタイム）の（
＾も出力し・・・ルが収束値の２ｄＢ以内に増加する迄
の値をｔｔｉ奨している。第７図Ａに示すピーク検波回
路では第７図Ｃにボず様に抵抗′ａＲｔとコンデンサＣ
１によってアクツクタイムが決定され、リカバリタイム
はコンデンサｃ１と抵抗器Ｒ２によって決定される。こ
の為に、入力信号のレベルに無関係に時定数が決定され
るためにｌ）　ＲＣの歪率やノイズマスキングに影響を
与え、ダイナミックレベルコントロールの処理結果が不
自然になる欠点があった。

この様な欠点を除去するために、リカバリータイムの時
定数を入力信号のレベルに応じて切換えるピーク検波回
路も提案されている。この構成を第８図Ａ及び第９画人
に示す。第８図Ａ及び第９画人で上段に示す生糸路は第
７図Ａと同一のピーク検波回路を構成しているので同一
符号を付して重複説明は省略する。第８図Ａ及び第９図
Ａの入力端子′１゛３に供給したトーンバースト伯号は
バッファ（４）に入力されると共にバッファ（５）に人
力され、整流素子ＣＤＬで整流されコンパレーク１６）
を構成する差動増幅器（６ａ）　、　　（６ｂ）の反転
入力端子又は非反転入力端子に供給される。羞動増ｌ１
ＩＩＩ器（６ａ）（６ｂ）の反転入力端子又は非反転入
力端子にはＩｌｌ；抗器Ｒ４，Ｈｓで分圧された基準電
圧が供給され、差Ｖ１１＊幅器（６υ）　、　　（６ｂ
）の出力はスイノナンク用］・ランジスタ゛ｌ゛Ｒｘの
ベースに接続される。トフンジスタ’ｌ’　Ｒｔのコレ
クタは抵抗器Ｒ２とＲａの直列接続中点に接続され、エ
ミッタ及び抵抗器Ｒ〕の一端は接地されている。入力端
子′１゛３に第８図Ｂ及び第９図Ｂに示すトーンバース
ト信号が入力された場合を占えると、第８図へのピーク
検波回路では入力信号に多くの低域成分を含んだ場合に
有効でリカバリータイムをｌＳｃくする方式である。即
ら、第８図Ｃの出力波形に示′３−様に）′タノフタイ
ムは主糸路の時定数Ｒｓ、Ｃｔで決定され４　Ｍ、リカ
バリータイムはコンパレータ（６）の基準レベルＴＬよ
り晶い間はスイッチング用トランジスタ゛ｌ″ｐ１はオ
フ状態で時定数回路（／１　＋　　Ｒ２＋　　Ｒ３で定
まる時定数で放電するが、基準レベル′ｌ′、以下にな
るとスイッチング用トランジスタ゛ｒＲ１は抵抗Ｐ５Ｒ
３をシャントして、以後時定数回路はＣ１＋Ｒ２で定ま
る時定数で放電する。

第９画人に示すピーク検波回路では入力信号がパルス状
の西域成分を含んだ場合に有効である。

即ち、第９図Ｃの出力波形図に示す様に、アタックタイ
ムは主糸路の時定数０１　・Ｒｔで決定されるが、リカ
バリータイムはコンパレータ（６）の基準レベル′１゛
Ｌより高い間はスイッチング用トランジスタ’１’　Ｈ
ｌは抵抗器１？３をシャントする様に“オン”状態と成
されているために時定数回路Ｃ１・Ｒ２の時定数で放電
するが、基準レベル’ｌ’　Ｌ以下になるとスイッチン
グ用トランジスタ’ｌ’　ｌ（ｔは“オフ″状態となっ
て以後、時定数回路のｃｌ　・Ｒ１・Ｒｙで定まる時定
数で放電することになる。

この様なピーク検波回路の人カレ・＼ルにＬｂ　シ’Ｃ
リカバリータイムを可変する様に構成させ°ζも、出力
波形信号は入力信号のエネルギー量を反映した検波回路
とならないために、聴感上に種々の不満が残る問題があ
った。

この様な問題を解決するために、入力信号のｒ　ｒｎ　
ｓ値を基に°ｒタンク時とリカバリー時の時定数を付加
した、第１０図への様な実効値検波ｌＬ！ｌ路が提案さ
れている。第１Ｏ図への回路に於い°ζ実効値検出回路
（７）以外は第７図への構成と同一であるので１ｉＪ−
将・号を（−Ｊし？ボす。実りＪ４ｔｉ検出回路（７）
は第１Ｏ図Ｂ又は第１Ｏ図Ｃの如く構成されている。第
１０図Ｂの場合は、人力（ｉＴ号Ｘを二乗する二乗１３
ｉＪ算回路（７ａ）を有し、二乗演算回路（’／ａ）で
入力信号ＸをＸ′とし、積分するための積分用のフィル
タ（７ｂ）　と平方根回路（７Ｃ）を通すことで、出力
信号ｙとしては、／Ｔ＝πの信号を取り出す構成とされ
ている。第１Ｏ図Ｃの場合は入力信号Ｘを二乗する二乗
演１回路（７ａ）と、この二３１！／ＪＪ算回路（７ａ
）で人力信１￥Ｉ−ｘをＸ′とし、この対数をとって　
Ｉｏｇｘ’とする対数回路（７ｄ）と、このＩｏｇｘ”
を積分する積分用フィルタ（７ｂ）と、／　　ｌｏｇｘ
’　ｄｔを１／２とする割算回ＩＩ（７ｅ）から構成さ
れている。

Ｄ　発明が解決しようとする課題 従来のアナ１コグ的Ｄ　ＲＣのエンベロープ検波回路に
於いては、実効値検波回路を用いると、二乗演算回路（
７ａＪ、平方根回路（７ｃ）、対数回路（７ｄ）　、割
算回路（７ｅ）Ｗのアナログ的演算回路を必要とし、回
路が複雑となる。史に第６図Ｂに不すコントロールシス
テム（２）として必要な高精度。

商安定度が要求されると、実効値検波回路はデバイス構
成が極めて商価なものとなる。史に実効値検波の原理上
積分用フィルタ（’／ｂ）を用いるため過渡信号に対し
て応答性（特にアタック時）が悪く、１）ＲＣをリミッ
タとして用いた場合（ダイナミックレンジを大きくさせ
る圧縮器及びノイズリダクション等のだめの伸長器等と
して利用される。）に問題が多い。更に、第６図Ｂで示
す主糸路の遅延回路（３）をアナロク的に構成させる場
合には−ｂ（市になりすぎる問題があった。

本発明は叙上の問題点に鑑み、デジタル的に入力信号を
処理し、係数変更が容易で、入力信号のエネルギー感を
出）４６号に反映出来るデジタル信号処理装置用のエン
ベロープ検波回路を得ることを目的とする（）のである
。

Ｈａ！題を解決するための手段 本発明の構成は第１図にその１例を不ず様に、入力信号
のダイナミックレンジをデジタル的に制ｍ１１１するた
めのデジタル信号処理装置用のエンベロープ検波回路に
於いて、デジタル信号処理装置により、この人力（ｉ号
のアタック時にはＩＩＩＩｌ疋のアタック係数ＬＱを用
いてピーク検波を行ない、リカバリー時には実効値検波
値からリカバリー係数Ｌｒを算出し、このリカバリー係
数ｔｒを用いてエンベ１１−プ検波（Ｉ２）するように
したものである。

Ｆ　作用 本発明のデジタル信号処理用のエンベロープ検波回路は
デジタル信号処理装置によって、デジタル的に変換した
入力信号のアタックタイムは固定したアクツク係数ｔ８
によって演算してピーク検波を行ない、リカバリータイ
ムは入力信号を実効値検出した値からリカバリー係数【
ｒを演算しその結果に基づく最適なリカバリ係数【ｒよ
って連続的に選択することでエンベロープ検波する様に
しているのでｒｍｓ検波がデジタル的に行なわれ、入力
信号のエネルギーを反映した検波出力が得られ、１１つ
簡単に検波手段が得られる。

Ｇ　実施例 以１；°、本発明のデジタル信号処理装置用エンベロー
プ検波回路のｌ実施例を第１図乃至第５図について説明
する。第２図は本発明のデジタル信号処理用エンベロー
プ検波回路が用いられるダイナミックレンジコントｒ、
Ｉ−ラの全体的系統図をボしている。第２図で入力端子
Ｔｔに供給される入力信号（例えばデジタル化したトー
ン、バースト信号）を生糸路Ｃはデジタル的遅延回路（
３）と乗算回路（１ａ）を介して出力端子′１゛２出力
する。この上糸路の遅延回路（３）は後述するコントロ
ールシステム経路のエンベロープ検波回路（１０）で発
生ずるアタックタイム等によって時間遅れが生じ、コン
トロールシステム糸で生成される利得制御信号は上糸路
を流れる信号に対して遅れを生ずるた、めに、氏縮器や
リミ・７タ等の処理に於いては、この遅れによって、オ
ーバシュートが生じて１１２みの原因となるので、生糸
路に遅延回路（３）を挿入してこれら原因を防止してい
る。

コントロールシステム糸路では人力醋１子゛ｌ゛１に供
給される入力信号はデジタル的なエンベロープ検波回路
（１０）で包絡線検波し、この包路線検波信号をデジタ
ル的な対数回路（１１）で対ｆｔ！Ｉ庇換し、同じくデ
ジタル的な利得制御イ信号発生回路（１２）に供給し゛
Ｃ１対数変換された包絡線検波信号がら利得制御信号を
生成する。この生成された利得側Ｔｈ１ｆｈ号は対数的
な出力信号として出力されるので、次段のデジタル的逆
則数回路（１３）を通ずことでリニアな利得制御信号に
変換される、次にこの利得制御信号は積分用のデジタル
フィルタ（１４）に供給される。この利得制御信号は有
１１ｂ１語長の基で対数回路（１１）、逆対数回路（１
３）等の広い範囲の■１数処理を行なうときに生ずる激
しい変化を平滑化するためのＬＰＦであり、このｌ、Ｐ
Ｆで平滑化された利得側θＩＩ　ｆＲ号が乗算回路（ｌ
ａ）で乗算される。

第１図の利得１１ｉ１１θＩＩ　（Ｗ号発生回路（１２
）の動作を第３図Ａ、Ｂににり更に詳記する。今、リニ
ヤな入力信号を　ｒ、リニヤな出力信号をｙ′とり゛る
と、利得制御信号発生回路（１２）ではＸ’　＝２０１
ｏｇ　ｘ’　　　　　　　　　　−・・１ｌｌＹ’　＝
２０１ｏｇ　ｙ’　　　　　　　　　　・・・＋２）で
表される。Ｘ’、Ｙ’に Ｙ’　＝ａｘ’　　＋ｂ　　　　　　　　　　・・・（
３）の関係があるとき利得Ｇは ｙ′ Ｇ＝２０１ｏｇ　　　＝２０　　ｌｏｇ　ｙ’　　−１
ａｇ　ｘ’Ｘ′ ここに（１）、（２）式を代入ずれば Ｇ＝Ｙ’　　−Ｘ’ となり、ここに（′Ａ）式を代入ずればＧ＝　（ａｘ’
　　＋ｂ）−ｘ’ ＝　　ａ）（’＋ｂ−ｘ’ ＝　（ａ−１）　ｘ’　　４−ｂ　　　　　　−・１４
１となる。

分間４ｆ１ＣＬ１１以上でり１作を開始する圧縮比Ｃｒ
なる圧１ｉｌｌ″ａを考えたときの人出力の関係はＹ’
　　＝Ｃｒ　−Ｘ’　　＋ＣＬｈ（１−にｒ）　　・・
１５１となる、圧縮比−１／３、閾値ＣＬｂ＝　−２０
ｄＢとしたときの例を第３図Ａにネオ。従って＋３１．
　＋４１式より利１１Ｇは Ｇ＝　（Ｃｒ　　　１）Ｘ’　　＋Ｃｔｈ（１−Ｃｒ）
”　（Ｃｒ　　　ｌ）　　（Ｘ’　　−ＣＬｈ）　　　
・・・１（ｉｌとなる。ここで に５＝Ｃｒ−１・・１７１ とすると利得Ｇは Ｇ−（Ｃｒ−１）　　（Ｘ−にＣＬｈ）−Ｃｓ　・（Ｘ
　　にＣＬｈ）　　　　　　　・・１８１となる。即ち
エンベロープ検波を行なった後に対数回路で対数化した
入力信号Ｘ′に対し、（８）式の処理を行なうことによ
って、利得Ｇなる制御信号を生成する。この例では圧縮
特性の場合のみで、リミッタ、或は伸張器ノイズゲート
等の時にも、（′ｌ）式に担当する関数が存在し、この
処理を利ｆ４＃ｉｆｉ制御信号発生回路（１２）が行な
うごとになる。

第２図のエンベ−ローブ検波回路（１０）をデジタル信
号処理装置を利用して構成した場合の１ｓｔ＠的系統図
を第１図に示す、第１図で、先ずデジタル的な入力信号
ｘ１はエンベロープ検出ｔ−Ｓを構成する全波！ｔｋＨ
＆　（１７）並にリカバリー係数検出系路（１６）の二
乗演算手段（１９）に供給される。

先ずリカバリ係数検出糸路（１６）について説明する。

二乗演算手段（１９）ではｒ　ｍ　ａを利用してリカバ
リー係数゛１゛ｒを算出するために、デジタル的な入力
信号ｘ１を供給することで出力信号ｙ２は？　２　（ｎ
ｌ　＝　ｘ　ｔ’ｔｎｌ　　　　　　　　　　・・・（
９）の二乗演算が行なわれる。ここでｎはｎサンプリン
グ目の人出力信号をボす、二乗演算手段（！９）の出力
信号ｙ２は一次の巡回型デジタルフィルタ（２０）に人
力（１４“＋ｘ２として供給される。このデジタルフィ
ルタ（２０）の人出力信号ｘ２及びｙ３は乗算係数をｔ
８νとすれば、 ｙ　３　　（ｎｌ＝　　Ｌａｖ　　　（Ｘ２　　ｔｎｌ
　　−ｙ　　３　　　（ｎ−−１）　　　）＋ｙ３（ｎ
　　ｌ）　　　　　・・・（１０）の処理が行なわれて
Ｌ　）’　ｌ・’として機能する。この場合の７．−１
はＺ変換した１サンプル値の遅延量を示す。デジタルフ
ィルタ（２０）の出力信号ｙ３は次段の平方根演算手段
（２１）に人ノ月ｎ号Ｘつとして供給され、出力信号ｙ
４は ｙ　　４　　ｈリ　−　、ノーＸｌ　　（ｎ）　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　・　　・　　・
　　　（１１）が演算されてｙ　４１１１）なるｒ　Ｉ
ｎ　Ｓ値が算出される。

次に平方根演算１段（２１）のｒ　ｆｉｌ　Ｓ値である
出力信号ｙ４はリカバリー係数演算手段（２２）に人力
１５号Ｘ→とじて人力される（ｙ＜　＝Ｘ４　）。リカ
バリー係数演算手段（２２）内では例えば−次関数を利
用してリカバリー係数ｔｒを求める。

本例では第４図Ａ、Ｈに示す様に１次関数曲線＜２：Ｄ
　　（２４）　０）ｉす１きｔｒｓ及び切片ｔｒｃを利
用りる。

第４図への場合はけＳ＜０を第４図Ｂの場合はｔｒｉ＞
　Ｏを示すもので縦軸にリカバリー係数ｔｒを横軸にｒ
　ｍ　ｓ値である出力信号ｙ４の値をとり、ｙ　４　（
ｎｌＯ値に応じてリカバリー係数Ｌｒを連続的に求める
。即ち、リカバリー係数ｔｒとしてｔｒ−ｔｒｓ−ｙ　
４　ｔｎｌ＋　Ｌｒｃ　　　　　・・・（１２）を求め
てエンベロープ検波手段（１８）のリカバリー係数ｔｒ
を変化させる様にエンベロープ検波手段（１８）に供給
される。一方、エンベロープ検出系１／３（１５）では
全波整流手段（１７）に人力された入力信号ｘ１は全波
整流され、その出力信号ｙ　５１ｎｌは ｙ　５　　（１リ　−　Ｉ　　　ＸＩ　　　１ｎ）ｌ　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　ＨＨＨ（１３
）とされ、この出力信号ｙ　ｓ　＋Ｉｌｌはエンプロー
ブ検波手段（１８）に人ノ月η号ｘ５　　（ｙ　ｓ　−
ＸＳ　）とし°ζ人力され出力信号ｙ６として出力され
るが、Ｘｓ（口１＞ｙｃ　　（ｎ−１）のとき、ｙｓ　
（ｎ）−ｔａ　　（ＸＳ　（ｎ）−ｙｓ　　（ｎ−１）
　）＋ｙ６　　（ｎ　　ｌ）　　　　　　　・・・　（
１４）但しｔａはデジタルフィルタのアタック係数とし
てアタックタイムを決定する。又、 ｘ６１ｎ）≦ｙｅ（ｎ−１）のとき ＹＧ　１ｎｌ−ｔｒ−）Ｉ’Ｇ（ｎ　−１）　　　　　
・・・（１５）としてリカバリータイムを決定すること
でエンベロープ検波が行なわれる。

叙上の処理は離敗糸で表現したが理解を容易にするため
に連続値系に置き換えて、第５図の波形図で説明する。

第５図Ａは全波整流手段（１７）と二乗演算手段（１９
）に供給されるトーンバースト状の人力ｌｄ号Ｘｔｌｌ
）を示すものでデジタルフィルタ（２０）と平方根演算
手段（２１）を通してｒ　ｍ　！１値とされた出力信号
ｙ４は第５図ＨＯ）様に変化する。、この出力信号７４
１１）に対し、リカバリー係数゛１゛ｒは、１次関数（
２３）　、　　（２４）の幀きｔｒｓが零より小さいか
或は大きいかによって第５図Ｃ１Ｅの様に変化する。こ
のためにエンベロープ検波−ト１９（１Ｂ）でエンベロ
ープ検波された波形は第５図り、Ｆの様になる。即ちエ
ンベロープ検波手段（１８）に人力される入力信号のｘ
ｓｌｔ）がｘ５（Ｌｌ＞ｙｃｔＬｌのとき、即ち入力信
号の立ち上り時には第５図１）、１”に示す様に出力信
号ｙｇ（ｔｌはアタック係数ｔａによって立ち上がるア
タックタイムを有し、立ち下りのリカバリータイムは１
次関数（２３）の顛きｔｒｓがｔｒｓ＜　０の場合は第
５図Ｃにボす連続的なリカバリー係数値ｔｒが順次エン
ベロープ検波手段（１８）に供給されて、ごのリカバリ
ー係数値に応じて出力信号ｙ　ｔ、　（ｔ）が第５図り
の様に変化する。この場合はパルス状の入力信号に通し
た応答と成る。又、立ち下りのリカバリータイムは１次
関数（２４）の佃きＬｒｓがｔｒｓ＞　０の場合は第５
図Ｅに示す連続的なリカバリー係数Ｌｒが順次エンベロ
ープ検波手段（１８）に供給されて、このリカバリー係
数値に応じて出力信号７　ｂ　ｔｔｌが第５図Ｆの様に
変化する。この場合は低周波成分の多い入力信号の応答
に通している。

この様に本例のデジタル信号処理装置用エンベロープ検
波回路によれば入力信号の立ち上り時のアタック時には
通ｔ６のピーク検波を行ない、入力信号波形に適確に迅
従し、立ち下りのリカバリー時にはｒ　ｍ　Ｓ値から直
接演算したリカバリー係数ｔｒを用いることによって、
この検波以後に行なゎれるダイナ＜ツタレベルコンＩ−
ロール処理に通したエンベロープ検波（ｉ号を生成出来
るので入力信号のエネルギ甘を反映したｒ　ｆｆｌ　３
！検波が行なわれると共にデジタル信号処理装置で構成
出来るのでエンベロープ検波回路を安価、高１１ｉ度に
構成出来、リカバリー係数の変更も容易である効果を有
する。

向、上記実施例に於いては１次関数（２３）。

（２４）を用いてリカバリー係数を算出したが２次関数
曲線値等をメモリに記憶させるなど本発明の要旨を逸脱
しない範囲で種々の変形が可能である。

１１　　発明の効果 本発明によれはデジタル信号処理装置を用いてデジタル
的に処理しているためにリカバリー係数の変更が極め一
ζ容易に出来る。検波方法としてはｒ　ｍ　ｓ検波を用
いているので入力信号のエネルギー感を検波出力に反映
出来るためダイナミックレンジコントロール時の聴感上
の問題が解決され、ハード的にはデジタル信号処理装置
だけであるので高精度、廉価に構成し得る効果を有する
。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のデジタルク４号処理装置用エンベロー
プ検波回路の一実施例を示すｔｍ能的系統図、第２図は
ダイナミックレンシコントローラノ圧縮、伸張を行なう
ための系統図、第３図は第１図中の利得制御イシ号発生
１！旧洛の入出力特性及び人力−利得特性図、第４図は
リカバリー係数を求めるための線図、第５図は第１図の
動作説明をアナログ的に示した波形図、第６図は従来の
ダイナミックレンジコンｌ−Ｌｌ−ラの系統図、第７図
は従来のピーク検波回路とその入出力波形図、第８図は
従来のリカバリータイム切換回路とその入出力波形図、
第９図は第６図と同様の他の実）ｂ例を示す切換回Ｖδ
とその入出力波形図、第１０図は従来の実効値検波回路
の系統図である。 （ｌａ）は乗算回路、（３）は遅延回路、（１ｏ）はエ
ンベロープ検波回路、（１２）は利得制御信号発生回路
、（１７）は全波整流手段、（１８）はエンベロープ検
波手段、（１９）は二乗演算手段、（２ｏ）はデジタル
フィルタ、（２１）は平方根演算手段、（２２）はリカ
バリー係数演算手段である。 間　　松隈食盛 ―λｈイ富号メ゛（ｄＢ） Ａ −λカ信号Ｘ’（ｄＢ） 第３図 °Ｊカバリー係数と表め５１めの線１の第４図 ｔｒ ｔｒｓ　（Ｏのとう ｔｒｓ　＜　Ｏのとき ０′　　　ゎ、５＞。、２、 奮発部の旭川＋ｆｌ 第５図 第６図 ネ道来のビーフ倹３Ｎ　Ｃ回路と唖の入出力浦形１コ第
７図 従ネのりカバリ１−タイムｔｐｐ丸ＯＹ＃を麹入巴力ｊ
ル刑１ｆｉ第８図 ４芝来のり〃バリー９イムｔａｔ費０１菩仁受の人出カ
；１度司１ｚ第９図 ）・Ｍバ ＊＝’／２ｆｆｈｑχ２直ｔ ｉｔ　＆　の’Ｉ　／／ｌ　イａ　Ｗ　；７！ｊ　ＩＩ
　Ｒ’　Ｉｎ第１０図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 入力信号のダイナミックレンジをデジタル的に制御する
   ためのデジタル信号処理装置用のエンベロープ検波回路
   に於いて、 上記デジタル信号処理装置により、上記入力信号のアタ
   ック時には固定のアタック係数を用いてピーク検波を行
   ない、リカバリー時には実効値検波値からリカバリー係
   数を算出し、該リカバリー係数を用いてエンベロープ検
   波してなることを特徴とするデジタル信号処理装置用の
   エンベロープ検波回路。