JPH01188036A - 判定帰還型等化方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は判定帰還型等化方式に関し、特に波形伝送に際
して発生する符号間干渉を除去するために用いられる判
定帰還型等化方式に関する。

〔従来の技術〕

波形伝送の際に生ずる符号間干渉を除去する公知の技術
とじて判定帰還型等化器が知られている（アイイーイー
イー・トランザクションズ・オン・コミュニケイション
ズ（ＩＥＥＥ　　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　　ＯＮ　
　ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩ○ＮＳ＞３２巻３号、１９８
４年、２５８〜２６６ページ）。

判定帰還型等化器は符号間干渉が影響する長さ分のタッ
プ係数を持つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて
受信データ系列に対応した擬似符号間干渉を生成するこ
とにより、伝送路を波形が伝送されて来る間に受ける符
号間干渉を抑圧するように動作する。このとき、適応フ
ィルタの各係数は残留符号間干渉と受信信号の判定結果
との相関をとることによって逐次修正される。

判定帰還型等化器において係数の修正を行なう際に、符
号間干渉を含んだ受信信号から擬似符号間干渉を差し引
いた差信号中に含まれる残留符号間干渉を正しく検出で
きないと、適応動作が不可能になるという問題が生じる
。例えば、伝送路符号としてバイフェーズ符号のような
二値符号を使用した場合、二値符号の性質から受信信号
レベルが零となる区間が存在せず、符号間干渉だけを独
立して取り出すことが出来なくなり、前記の問題が発生
する。そこで、この問題を解決するための従来技術につ
いて次に述べる。

第５図は判定帰還型等化器の一従来例を示すブロック図
である。ここで、第５図の回路は伝送路を介して送信側
と接続されている。こては、簡単のためベースバンド伝
送を仮定して説明する。

第５図において、入力端子１には伝送路から符号間干渉
を含んだ受信信号が供給され、減算器２に入力される。

減算器２では入力端子１に供給された受信信号から疑似
符号間干渉を差し引いた差信号（＝残留符号間干渉を含
む受信信号、ただし、〔残留符号間干渉〕＝〔符号間干
渉〕−〔擬似符号間干渉〕）が得られ、判定器３．減算
器６に供給される。判定器３で判定された結果は二値デ
ータ系列となり、出力端子４とＡＧＣ７とアダプティブ
・フィルタ５に供給される。アダプティブ・フィルタ５
の出力は減算器２に供給される。減算器６とＡＧＣ７か
ら成る閉ループ回路は減算器６の入力である差信号中の
残留符号間干渉だけを正確に取り出すように動作する。

これは、Ａ　Ｇ　Ｃ７が判定器３から供給された信号に
ある定数を乗算して残留符号間干渉を含まない受信信号
を生成することにより実現される。ＡＧＣ７により発生
された該受信信号は減算器２の出力である差信号から減
算器６で減算される。減算器６の出力はアダプティブ・
フィルタ５に供給されて係数更新に使用される。減算器
゛２１判定器３．アダプティブ・フィルタ５からなる閉
ループ回路は入力端子ｆに供給される受信信号中の符号
間干渉を除去するように動作する。これは、アダプティ
ブ・フィルタ５が擬似符号間干渉を生成することにより
実現される。

そこで、アダプティブ・フィルタ５について詳細に説明
する。第６図は第５図のアダプティブ・フィルタ５の詳
細ブロック図である。第６図における入力信号１０６及
び１０７はそれぞれ第５図の判定器３の出力信号である
二値データ系列及び減算器６の出力信号に対応している
。また、第６図における出力信号１０８は第５図のアダ
プティブ・フィルタ５の出力信号に対応している。入力
信号１０６は遅延素子１００１．乗算器１０１ｏ。

１０１＋　、・・・・・・、ｌ０ＩＲ−１及び係数発生
器１０２ｏ、１０２＋−、・・・・・・、１０２Ｒ−１
に供給される。

Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００□、１００２゜・・
・・・・、　　１００　Ｎ／Ｒ−１はこの順番に接続さ
れており、各々フリップ・フロップで実現することがで
きる。

ここでＮ及びＲは正の整数であり、ＲはＮの約数とする
。また、入力信号１０６のデータ周期はＴ秒である。遅
延素子１００＋　　（ｉ＝１．２．・・・・・・。

Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ乗算器１０１Ｊ。

１０１Ｊ＋１．・・・・・・、ｌ０ＩＪやトｌ及び係数
発生器１０２Ｊ　、１０２Ｊ＋＋　＋・・・・・・、　
１０２　Ｊ＋Ｒ−１に供給される。但し、ｊ＝ｉＸＲで
ある９乗算器１０１ｏ　、１０１１、−・・、ｌ０ＩＫ
＋Ｎ−Ｒ（ｋ＝ｏ。

１、・・・・・・、Ｒ−１）ではそれぞれ係数発生器１
０２ｏ　、１０２１．・・・・・・、１０２に＋Ｎ−Ｒ
の出力である各係数の入力データが掛けられた後、各乗
算結果はすべて加算器１０３Ｋに入力されて加算される
。Ｒ個の加算器１０３ｏ　、１０３１　、・・・・・・
、１０３Ｒ−１の出力はスイッチ１０４の入力接点とな
る。スイッチ１０４はＴ秒を周期とする多接点スイッチ
であり、Ｒ個の加算８１０３ｏ　、１０３＋　。

・・・・・・、１０３Ｒ−１の出力をこの順にＴ／Ｒ秒
毎に選択して出力して出力信号１０８とする。出力信号
１０８はＴ／Ｒ秒毎に発生される擬似符号間干渉である
。Ｒは補間定数（インタボレーション・ファクタ）と呼
ばれ、所要の信号帯域内で符号間干渉を除去するために
、通常Ｒは２以上の整数となる。一方、スイッチ１０４
と同期して動作するスイッチ１０５はスイッチ１０４と
入出力が逆転している。即ち、スイッチ１０５は入力信
号１０７をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に順番に分配する機
能を果たす。スイッチ１０５の各接点出力は、同期して
動作するスイッチ１０４に対応した接点に入力される信
号経路に存在する係数発生器に供給されている。

次に、係数発生回路について詳細に説明する。

第７図は第６図の係数発生器１０２＋（１＝ｏ。

１、・・・・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示した
ものである。第７図の入力信号２００は第６図の入力信
号１０６又は遅延素子１００＋　、１００２　。

・・・・・・、　　１００　Ｎ／Ｒ−１の出力信号に対
応している。

また、第７図の入力信号２０１は第６図におけるスイッ
チ１０５の接点出力に対応している。さらに、第７図の
出力信号２０３は第６図における係数発生器１０２１の
出力に対応している。第７図において、入力信号２００
及び２０１は乗算器２０４に供給され、その乗算結果は
加算器２０５の一方の入力となる。加算器２０５の出力
はＴ秒の遅延素子２０６を介して帰還されており、Ｔ秒
毎に行なわれる係数の更新は乗算器２０４に供給されて
いる入力信号２００及び２０１の相関値を“１サンプル
前の係数値に加えることにより実現される。出力信号２
０３が係数である。

〔発明が解決しようとする問題点〕

以上、第６図、第７図を参照して説明した第５図のアダ
プティブ・フィルタ５により発生された擬似符号間干渉
は減算器２の一方の入力となる。

減算器２では入力端子１から供給される受信信号から擬
飯符号間干渉を差し引いた差信号（＝残留符号間干渉を
含んだ受信信号、ただし、〔残留符号間干渉〕＝〔符号
間干渉〕−〔擬似符号間干渉〕）が得られ、判定器３．
減算器６に供給される。一方、ＡＧＣ７と減算器６から
なる閉ループ回路は減算器６に供給される差信号中の残
留符号間干渉だけを正確に収り出すように動作する。Ａ
ＧＣ７に供給された判定器３の出力信号は１倍されて減
算器６に入力される。ここでγは正数とする。ＡＧＣ７
から減算器６に供給された信号は減算器６に供給された
差信号から減算され、制御信号としてＡ　Ｇ　Ｃ７に帰
還される。ＡＧＣ７では減算器６から帰還された信号を
用いて減算器６の出力が残留符号間干渉に等しくなるよ
うにγを修正する。すなわち、ＡＧＣ７は差信号中に含
まれる残留符号間干渉以外の信号を擬似的に作り出す。

減算器６の出力は誤差としてアダプティブ・フィルタ５
に供給されて係数更新に用いられる。ここで、アダプテ
ィブ・フィルタ５が適応動作を行なうためにはアダプテ
ィブ・フィルタ５に正しく残留符号間干渉が供給される
必要がある。ところが、減算器２の出力信号である差信
号には残留符号間干渉以外の信号も含まれているので、
減算器２の出力信号を直接アダプティブ・フィルタ５に
供給したと仮定すると残留符号間干渉が正確に得られな
くなってしまう。従って、アダプティブ・フィルタ５の
適応能力が失われることになる。そこで、従来は第５図
に示したように、減算器６．ＡＧＣ７を付加して減算器
２の出力信号である差信号から擬似的な残留符号間干渉
以外の信号を差し引くことにより、アダプティブ・フィ
ルタ５の適応動作を保証するという方法が用いられて来
た。この方法は、Ａ　Ｇ　Ｃ７により受信信号の判定結
果である二値データ系列を用いて符号間干渉を含まない
受信信号を生成し、減算器６において前記差信号から差
し引く。ＡＧＣ７と減算器６により残留符号間干渉成分
が得られ、アダプティブ・フィルタ５の適応動作が保証
されることになる。ところが、従来の制御方法では、Ａ
ＧＣ７が必要になるとともに十分な符号間干渉抑圧度を
得るためには、減算器６にＡＧＣ７から供給される符号
間干渉を含まない受信信号を望ましいレベルに保つとい
う複雑な制御を必要としハードウェア規模が大きくなる
という欠点があった。

本発明の目的は、簡単でかつハードウェア規模の小さい
判定帰還型等化方式を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明は、波形伝送時に発生する符号間干渉をアダプテ
ィブ・フィルタにより発生される擬似符号間干渉を用い
て除去する判定帰還型等化方式においにおいて、符号間
干渉を含んだ受信信号から該擬似符号間干渉を差し引い
て差信号を得た後、該差信号の判定結果を用いて該差信
号のシンボル波形に対応したメモリに既に保存されてい
るデータを取り出しな後、前記差信号に加算して残留符
号間干渉を求め、さらに前記差信号をそのシンボル波形
に対応したメモリに保存し、前記残留符号間干渉を用い
て前記アダプティブ・フィルタの係数を更新することを
特徴とする。

〔作用〕

本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号間干渉を含
まない受信信号を生成し、差信号がら差し引くという従
来の方法とは異なり、受信信号のアイ・パターンの特性
に注目し残留符号間干渉が正確に取り出されるように構
成した。即ち二値符号系を含む伝送路符号の受信信号の
アイ・パターンの特性によれば、現在のサンプル値とＪ
Ｔ秒（Ｊは正整数）前のサンプル値が逆極性で絶対値が
ほぼ同一の値となる確率の最小値は零でないある正の値
をとる。従って、差信号（＝残留符号間干渉を含んだ受
信信号）を、各サンプル値の属するシンボル波形に対応
したメモリに保存する一方、逆極性で絶対値の等しいサ
ンプル値が受信されたときに取り出して現在のサンプル
値に加算することにより、符号間干渉のないときには相
は零に、　−それ以外は残留符号間干渉そのものになる
。それゆえ、残留符号間干渉が正確に検出できるから、
その和を誤差信号として用いれば、アダプティブ・フィ
ルタの適応動作が保証される。

〔実施例〕

次に図面を参照して本発明について詳細に説明する。第
１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同図
において、第５図と同一の参照番号を付与された機能ブ
ロックは第５図と同一の機能を持つとする。第１図と第
５図の相違点は、ＪＴ秒の遅延を与える遅延素子（Ｍ、
Ｔ）８．スイッチ９．メモリ群１０１．１０２　、・・
・・・・、ｉｏ−。

セレクタ１１．加算器１２からなる部分であり、その他
の構成は第５図と全く同一である。この回路について説
明する前に、全体の構成について簡単に述べる。入力端
子１に入力された受信信号は減算器２に供給される。減
算器２においてアダプティブ・フィルタ５で発生された
擬似符号間干渉を差し引かれて得られた差信号（＝残留
符号間干渉３倉んだ受信信号）は判定器３及び遅延素子
８に供給される。判定器３の出力は出力端子４とスイッ
チつとセレクタ１１とアダプティブ・フィルタ５に供給
される。アダプティブ・フィルタ５゜加算器２．遅延素
子８．スイッチ９．メモリ群１０＋　、　１０２　、−
−、１０ｆｆ＋、セレクタ１１．加算器１２からなる閉
ループ回路はアダプティブ・フィルタ５の適応動作を実
現するものであり、スイッチつとセレクタ１１は、メモ
リ群１０＋、１０□、・・・・・・、１０ｍに供給する
信号と取り出す信号を選択して加算器１２に供給する信
号を制御する。アダプティブ・フィルタ５の構成につい
ては第５図で説明したものと同様に第６図及び第７図の
回路構成と同一でよい。

次に、セレクタ１１の出力と、減算器２の出力である差
信号中の残留符号間干渉との関係について詳細に説明す
るが、その前に伝送路符号について述べる。

第２図は伝送路符号を説明するための二値符号の代表例
を示す図であり、同７　（ａ　）はバイフェーズ符号を
、（ｂ）はＭＳＫ　（ミニマム・シフト・キーイング）
符号のパルス波形をそれぞれ示す。

第２図（ａ）に示したようにバイフェーズ符号では“０
°°及び“１゛′のデータに対して極性の反転したパル
ス波形を割り当てる。両者のパルスは共に１ビット幅Ｔ
秒の中心で極性が反転しており、１ビツト内で正負がバ
ランスしているという特徴をもっている。これに対し、
第２図（ｂ）に示したように、ＭＳＫ符号では４種類の
パルス波形を用意する。即ち、“′０パ及び′１″のデ
ータに対し、それぞれ極性の反転した“０″°モードと
“１“モードの２種類のパルス波形を用意する。ｔｒ　
Ｏ＋＋モードと“１″モードはそれぞれ波形の極性が正
と負であることを表す。これら２種類のモード遷移は、
第２図（ｂ）の矢印で示されており、現時点のモードは
１シンボル前のモードにより決定される。このＭＳＫ符
号は送出シンボル波形の境界にて必ず極性が反転すると
いう性質を持っている。

なお、Ｍ　Ｓ　Ｋ符号では、ＩＩ　Ｉ　ＩＩに対しては
１シンボル内で正負のバランスが収れているが、“０”
′に対しては正負がバランスしていない。しかし、第２
図（ｂ）のモード遷移を示す矢印の方向から明らかなよ
うに、連続するデータ系列内で０°′が偶数個存在すれ
ば正負のバランスは取れており、直流成分はほとんど無
視できる。第２図に示した伝送路符号が伝送路を通って
伝送され、符号間干渉を受けて第１図の入力端子１に入
力される。

第３図及び第４図はそれぞれ第２図の伝送路符号に対応
した受信信号アイ・パターン例及び受信信号波形パター
ン例を示す。第３図（ａ）及び（ｂ）は第２図に対応し
てそれぞれパイフェーズ符号及びＭＳＫ符号のアイ・パ
ターンである。同図に示すように、受信信号アイ・パタ
ーンは高域成分が除去され丸みを帯びたものとなる。本
来、受信信号アイ・パターンには符号間干渉成分が含ま
れているが、最初説明を簡単にするために図示したアイ
・パターンは理想的で、符号間干渉を含まないものとす
る。

いま、第３図（ｂ）に示すＭＳＫ符号の受信信号アイ・
パターンに注目する。受信信号アイ・パターンの特性に
よれば、現在のサンプル値のＪＴ秒（Ｊは正整数）前の
サンプル値が同極性で絶対値がほぼ同一の値である確率
は零でないある正の値をとる。従って、Ｔ秒毎のサンプ
ル値をメモリに保存しておき、逆極性の波形が受信され
たときのサンプル値に加算することによって受信信号を
相殺することができる。第４図（ｂ）はＪ＝２の場合に
ついて受信信号相殺の様子を表したもので、３つの波形
は右からＩｉ偶に現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前のシンボル波
形である。第４図（ｂ）に示した例では、現在の波形と
２Ｔ秒前のシンボル波形が逆極性になる。従って、サン
プル値についても、現在のサンプル値と２Ｔ秒前のサン
プル値が逆極性で絶対値が同一と値となることは容易に
わかる。

ゆえに、２Ｔ秒前のサンプル値を該サンプル値の属する
シンボル波形に対応したメモリから取り出して現在のサ
ンプル値に加算することによって受信信号成分は相殺さ
れ、出力は零となる。これがＪ＝２以外の場合にも正し
いことは明らかである。

ここで、理想的でない場合について考えると、受信信号
には残留符号間干渉成分が含まれる。残留符号間干渉成
分について考えると、現在の残留符号間干渉の値とＪＴ
秒前の残留符号間干渉の値とは無相関であるから、ＪＴ
秒前の残留符号間干渉の値はランダム雑音とみなすこと
ができる。ＪＴ秒前の残留符号間干渉の値の振幅分布は
正負対称であり、振幅ｄが！ｄ１くδ（ただし０くδ）
となる確率は零でなく、ある正の値をとる。従って、加
算器１２の出力信号に正確な残留符号間干渉が含まれる
確率は零でないある正の値をとることがわかる。また、
一般に残留符号間干渉の大きさは受信信号に対して十分
小である。従って、第４図（ｂ）に示した波形を理想的
でない場合も含めて受信信号波形とみなして差し支えな
い。

次に、第１図におけるメモリ群１０１，１０２　。

・・・・・・、１０．の入出力信号を制御するスイッチ
つとセレクタ１１の動作について説明する。スイッチ９
は受信サンプル値の属するシンボル波形に対応して該サ
ンプル値を保存するメモリをメモリ群１０１、　１０２
　、−−、　１０ｖａから選択する。ＭＳ　Ｋ符号のア
イ・パターンは第３図に示すように４種類の波形が重ね
合わされたものになるからｍ＝４であり、例えばメモリ
１０ｚ　、１０□、、１０３．１０４がそれぞれ００°
′、“０１”、’“１０”、’“１１°°で現されるシ
ンボル波形に対応すると考えることができる。ここで、
“０１′”とはデータ信号“０゛′とモード信号°゛１
′で定義されるシンボル波形を表す。スイッチ９は判定
器３から供給されるデータ信号とモード信号を用いて、
これらの組合せが°“００°′、“０１　”　、　　“
”１０”。

“’　１１　”のときに遅延素子８から供給された信号
をそれぞれメモリ１０ｒ　、１０２．１０３．１０４に
保存するように回路の切換えを行なう。なお、第１図に
おいて、判定器３とスイッチ９．セレクタ１１及びアダ
プティブ・フィルタ５を結ぶ経路は１本の線で表示しで
あるが、Ｍ　Ｓ　Ｋ符号を採用した場合にはデータ信号
とモード信号に対応する２本の経路を表す。判定器３は
このシンボル波形が最後まで受信されるまで受信シンボ
ル波形の判定を行なうことができず、データ信号とモー
ド信号が決定されないので、スイッチ９に供給される信
号は遅延素子８によりＴ秒遅延させる。すなわち、ＭＳ
Ｋ符号ではＭ＝１である。同時に、加算器１２に供給さ
れる差信号も遅延素子８でＴ秒遅延される。

第１図に示す実施例において、第６図を用いて説明した
補間定数をＲ＝４と仮定すると、１つのシンボル波形当
り４種類の位相におけるサンプル値が存在する。このた
め、メモリ１０．、ｔｏ２゜１０ｑ、１０４はそれぞれ
４つのサブメモリがら構成され、各サブメモリは一つの
サンプル位相における一つのシンボル波形に対応する。

逆に、一つのサンプル位相における一つのシンボル波形
に対応するメモリは唯一なので、同一サンプル位相にお
ける同一シンボル波形に対応するサンプル値は常に更新
され、最新の値がメモリに保存されている。これは、Ｒ
≠４の場合も同様である。

セレクタ１１は受信サプル値の属するシンボル波形に対
応してデータを取り出すメモリをメモリ群１０□、１０
２．・・・・・・、１０ｆｆｉがら選択する。

ＭＳＫ符号の場合には、判定器３がら供給されるデータ
信号とモード信号を用いて、これらが“ＯＱ　ＩＴ　、
　　ｌ“０１′、“１０°Ｚｌｌｌｌｌ＋のときにそれ
ぞれメモリ１０＋　、１０２．１０３．１０４に保存さ
れているデータを選択して加算器１２に供給するように
回路の切換えを行なう。このように、セレクタ１１は判
定器３で判定されたシンボル波　形と逆極性のシンボル
波形に対応したメモリがらのデータを選択するので、加
算器１２で受信信号が相殺され、正確に残留符号間干渉
を取り出すことができる。

第１図■アダプティブ・フィルタ５により発生された擬
似符号間干渉は減算器２に供給される。

減算器２では入力端子１の入力信号である受信信号から
擬似符号間干渉を差し引いた差信号（＝残留符号間干渉
を含んだ受信信号、残留符号間干渉＝符号間干渉−擬似
符号間干渉）が得られ、判定器３．遅延素子８に供給さ
れる。加算器１２では、遅延素子８の出力信号とメモリ
群１０１，１０２　。

・・・・・・、１０．ｎからセレクタ１１によって選択
された信号が加算されて受信信号が相殺され、残留符号
間干渉だけがアダプティブ・フィルタ５に供給される。

判定器３で判定された結果はアダプティブ・フィル・り
５に供給されると同時に出力端子７に現れる。アダプテ
ィブ・フィルタ５は加算器１２の出力信号を用いて係数
更新を行なう。

なお、これまで説明したようにＭＳＫ符号を採用した場
合、°“０”°と１′°に対するパルス波形が異なるこ
とと、各々０モードと１モードを有するという２つの理
由により、アダプティブ・フィルタ５の構成は第６図の
場合と若干異なる。即ち、“０″及び“１″のパルス波
形が異なることに対応させてタップ係数を２種類用意し
個別に更新させる必要があること、また、判定器３より
受けたモード信号により係数を区別することが必要とな
る。

これまで、Ｍ　Ｓ　Ｋ符号を例にして本発明の詳細な説
明してきたが、伝送路符号として、例えば、第２図（ａ
）に示したバイフェーズ符号を用いることができる。バ
イフェーズ符号とＭＳＫ符号で異なることは、受信信号
アイ・パターンである。

第４図（ａ）にバイフェーズ符号の連続シンボル波形例
を示す。連続する５つの波形は右から順に現在よりＴ秒
後、現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前、３Ｔ秒前のシンボル波形
である。バイフェーズ符号の場合は、前後各１つのシン
ボル波形によって着目したシンボル波形が異なるので、
現在のシンボル波形の前後２シンボルの合計３シンボル
の連続パターンによりメモリ群１０１，１０２　、・・
・・・・、１０１を選択する。第４図（ａ）は”　０１
１００　”及び“’１１００１”の連続パターンを表し
ており、現在のサンプル値と２Ｔ秒前のサンプル値が逆
極性で絶対値が同一の値となることは容易にわかる。

従って、Ｔ／Ｒ秒毎のサンプル値をこのサンプル値の属
するシンボル波形とサンプル位相に対応したメモリに保
存する一方、現在のサンプル値の氏するシンボル波形と
逆極性で絶対値の等しいシンボル波形に対応したメモリ
の値を現在のサンプル値に加算することによってパイ・
フェーズ符号の場合も受信信号成分は相殺され、出力は
零となる。

ただし、パイフェーズ符号の場合には、スイッチつとセ
レクタ１１の入力信号はデータ信号だけである。現在よ
りＴ秒後のシンボル波形が事前にわかることはありえな
いので、現在よりＴ秒後のシンボル波形か判定されるま
で待って係数更新を行なう９従って、パイ・フェーズ符
号の場合、Ｍ−２となり遅延素子８は２Ｔ秒の遅延を与
えなけれはならない。

これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考える
と、第４図に相当する受信信号アイ・パターンに基づい
てメモリ群１０１，１０２　、・・・・・・。

１０□を割り当て、受信信号を相殺した後アダプティブ
・フィルタ５の係数更新に用いれば、残留符号間干渉を
正確に取り出すことができることは明らかである。

〔発明の効果〕

以上詳細に述べたように本発明によれば、差信号につい
て、メモリに保存された過去の値がら現在の値と逆極性
で絶対値がほぼ等しいものを２択して、現在の値との和
をとることにより、受信信号に含まれる残留符号間干渉
成分は正確に抽出される。従って、前記の和を用いて係
数更新を行ないアダプティブ・フィルタを制御すること
により、適応動作が保証される。また本発明によれば、
遅延素子、スイッチ、メモリ群、セレクタ及び加算器を
組み合わせることにより、上記の適応動作を保証できる
から、複雑な制御を必要とせず簡単でかつハードウェア
規模の小さい判定帰還型等化方式を提供できる効果が得
られる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図（
ａ）、（ｂ）は伝送路符号を説明するための二値符号の
代表例を示す図、第３図（ａ）。 （ｂ）は第２図の伝送路符号に対応した受信信号アイ・
パターンを示す図、第４図＜ａ）、（ｂ）は伝送路符号
に対応した受信信号波形パターン例を゛示す図、第５図
は判定帰還型等化器の従来例を示すブロック図、第６図
は第５図のアダプティブ・フィルタ５の詳細ブロック図
、第７図は第６図の係数発生回路の詳細ブロックである
。 １・・・入力端子、２・・・減算器、３・・・判定器、
４・・・出力端子、５・・・アダプティブ・フィルタ、
８・・・遅延素子（Ｍ、Ｔ）、９・・・スイッチ、１０
・・・メモリ、１１・・・セレクタ、１２・・・加算器
。 代理人　弁理士　　内　原　　音 第２１Ｍ ０″　　　　　　　　％％／／＃ ＄　３　回 （ａ）： ＋　　　　ｌ　　　　ｗ７−−＠　　　　ｌ　　　　ｌ
（（Ｌ） （ｂ） ＄　７　圀

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 　波形伝送時に発生する符号間干渉をアダプティブ・フ
   ィルタにより発生される擬似符号間干渉を用いて除去す
   る判定帰還型等化方式において、符号間干渉を含んだ受
   信信号から該擬似符号間干渉を差し引いて差信号を得た
   後、該差信号の判定結果を用いて該差信号のシンボル波
   形に対応したメモリに既に保存されているデータを取り
   出した後、前記差信号に加算して残留符号間干渉を求め
   、さらに前記差信号をそのシンボル波形に対応したメモ
   リに保存し、前記残留符号間干渉を用いて前記アダプテ
   ィブ・フィルタの係数を更新することを特徴とする判定
   帰還型等化方式。