JPS6249732A - 判定帰還型等化方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、波形伝送に際して発生する符号間干渉を除去
するために用いられる判定帰還型等止器の制御方式に関
する。

（従来の技術） 波形伝送の際に生ずる符号間干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等止器が知られている。（アイイーイ
ーイー件ランザクションズ、オン。

コミュニケイションズ（ＩＥＥＥ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩ
ＯＮＳ　ＯＮＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮＳ）３２巻３
号、１９８４年、２５８〜２６６ページ。）判定帰還型
等化器は符号間干渉が影響する長さ分のタップ係数を持
つ適応型（アダプティブ）フィルタを用いて受信データ
系列に対応した疑似符号間干渉を生成することにより、
伝送路を波形が伝送されて来る間に受ける符号間干渉を
抑圧するように動作する。このとき、適応フィルタの各
係数は、残留符号間干渉と受信信号の判定結果との相関
をとることによって逐次修正される。

判定帰還型等化器において係数の修正を行なう際に、符
号間干渉を含んだ受信信号から疑似符号間干渉を差し引
いた差信号中に含まれる残留符号間干渉を正しく検出で
きないと、適応動作が不可能になるという問題が生じる
。例えば、伝送路符号としてバイフェーズ符号のような
二値符号を使用した場合、二値符号の性質から受信信号
レベルが零となる区間が存在せず、符号間干渉だけを独
立して取り出すことが出来なくなり、前記の問題が発生
する。そこで、この問題を解決するための従来技術につ
いて、次に述べる。

第８図は、判定帰還型等化器の従来例を示したものであ
る。ここで、第８図の回路は伝送路を介して送信側と接
続されている。ここでは、簡単のため、ベースバンド伝
送を仮定して説明する。

第８図において、入力端子１には伝送路から符号間干渉
を含んだ受信信号が供給され、減算器２に入力される。

減算器２では入力端子１に供給された受信信号から疑似
符号間干渉を差し引いた差信号（＝残留符号間干渉を含
む受信信号、残留符号間干渉＝符号間干渉−疑似符号間
干渉）が得られ、判定器３、減算器６に供給される。判
定器３で判定された結果は二値データ系列となり、出力
端子４とＡＧＣ７とアダプティブ・フィルタ５に供給さ
れる。アダプティブ・フィルタ５の出力は、減算器２に
供給される。減算器６とＡＧＣ７から成る閉ループ回路
は減算器６の入力である差信号中の残留符号間干渉だけ
正確に取り出すように動作する。これは、ＡＧＣ７が判
定器３から供給された信号にある定数を乗算して残留符
号間干渉を含まない受信信号を生成することにより実現
される。ＡＧＣ７により発生された該受信信号は、減算
器２の出力である差信号から、減算器６で減算される。

減算器６の出力はアダプティブ・フィルタ５に供給され
、係数更新に使用される。減算器２、判定器３、アダプ
ティブ・フィルタ５からなる閉ループ回路は、入力端子
１に供給される受信信号中の符号間干渉を除去するよう
に動作する。これは、アダプティブ・フィルタ５が疑似
符号間干渉を生成することにより、実現される。そこで
、アダプティブ・フィルタ５について詳細に説明する。

第９図は、第８図のアダプティブ・フィルタ５の詳細ブ
ロック図を示したものである。第９図における入力信号
１０６及びｉ０７は、それぞれ第８図の判定器３の出力
信号である二値データ系列及び減算器６の出力信号に対
応している。また、第９図における出　　”力信号１０
８は第８図のアダプティブ・フィルタ５の出力は号に対
応している。入力信号１０６は、遅延素子１００１、乗
算器１０１ｏ、１０１１、・・・・・、１０１Ｒ−１及
び係数発を器１０２ｏ、１０２１、・・・・・、１０２
Ｒ−１に供給される。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１０
０１．１００２、・曲、１００Ｎ／Ｒ−１は、この順番
に接続されており、各々フリップ・フロップで実現する
ことができる。ここでＸ及びＲは正の整数であり、Ｒは
Ｎの約数とする。また、入力信号１０６のデータ周期は
Ｔ秒である。遅延素子１００１（ｉ＝１，２．・・・・
・、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗露器１０１ｊ、
　１０１ｊ＋ｌ、・・・・・＋１０１ｊ＋Ｒ−１及び係
数発生器１０２ｊ。

ＬＯ２ｊ＋１．・・−・・、１０２ｊ＋Ｒ−１に供給さ
れる。但し、＝ｉＸＲである。乗算器１０１に、　１０
１に＋Ｒ，・’。

ＬＯｌに＋ＮＲ（ｋ＝ｏ、１．・・・・・、Ｒ−１）で
はそれぞれ係数発生器１０２に、１０２に＋Ｒｔ・・・
・・、１０２に＋Ｎ−Ｈの出力である各係数と入力デー
タが掛けられた後、各乗算結果はすべて加算器１０３ｋ
に入力されて加算される。Ｒ個の加算５１０３Ｑ、１０
３１．−−・・・、１０３Ｒ−１の出力はスイッチ１０
４の入力接点となる。スイッチ１０４はＴ秒を周期とす
る多妾点スイッチであり、Ｒ個の加算器１ｏ３ｏ、１ｏ
３１．聞）ＬＯ３Ｒ−１の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に
選択して出力し、出力信号１０８となる。出力信号１０
８は疑似符号間干渉であり、Ｔ／Ｒ秒毎に疑似符号間干
渉が発生される。Ｒは補間定数（インタポレーション・
ファクタ）と呼ばれ、所要の信号帯域内で符号間干渉を
除去するために、通ｔＲは２以上の整数となる。一方、
スイッチ１０４と同期して動作するスイッチ１０５はス
イッチ１０４と入出力が逆転している。即ち、スイッチ
１０５は入力信号１０７をＴ／Ｒ秒毎にＲ個の接点に順
番に分配する機能を果たす。スイッチ１０５の各接点出
力は、同期して動作するスイッチ１０４に対応した接点
に入力される信号経路に存在する係数発生器に供給され
ている。次に、係数発生回路について詳細に説明する。

第１０図は第９図の係数発生器１０２１（ｌ＝０．１・
・・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものであ
る。第１０図の入力信号２００は第９図の入力信号１０
６又は遅延素子１００１．１００２、・・・・・、１０
０Ｎ／Ｒ−１の出力信号に対応している。また、第１０
図の入力信号２０１は、第９図におけるスイッチ１０５
の接点出力に対応している。さらに、第１０図の出力信
号２０３は第９図における係数発生器１０２の出力に対
応している。第１０図において、入力信号２００及び２
０１は乗算器２０４に供給され、その乗算結果は加算器
２０５の一方の入力となる。加算器２０５の出力はＴ秒
の遅延素子２０６を介して帰還されており、Ｔ秒毎に行
なわれる係数の更新は乗算器２０４に供給されている入
力信号２００及び２０１の相関値を１サンプル前の係数
値に加えることにより実現される。出力信号２０３が係
数である。

（発明が解決しようとする問題点） 以上、第９図、第１０図を参照して説明した第８図のア
ダプティブ・フィルタ５により発生された疑似符号間干
渉は減算器２の一方の入力となる。減算器２では入力端
子１から供給される受信信号から疑似符号間干渉を差し
引いた差信号（＝残留符号間干渉を含んだ受信信号、た
だし、［残留符号間干渉］＝［符号間干渉］−［疑似符
号間干渉］）が得られ、判定器３、減算Ｓ６に供給され
る。一方、ＡＧＣ７と減算器６からなる閉ループ回路は
、減算器６に供給される差信号中の残留符号間干渉だけ
を正確に取り出すように動作する。ＡＧＣ７に供給され
た判定器３の出力信号はｒ倍されて減算器６に入力され
る。ここでｒは正数とする。ＡＧＣ７から減算器６に供
給された信号は、減算器６に供給された差信号から減算
され、制御信号としてＡＧＣ７に帰還される。ＡＧＣ７
では、減算器６から帰還された信号を用いて減算器６の
出力が残留符号間干渉に等しくなるようにｒを修正する
。すなわち、ＡＧＣ７は、差信号中に含まれる残留符号
間干渉以外の信号を疑似的に作り出す。該減算器６の出
力は誤差としてアダプティブ・フィルタ５に供給され、
係数更新に用いられる。ここで、前記アダプティブ・フ
ィルタ５が適応動作を行なうためにはアダプティブ・フ
ィルタ５に正しく残留符号間干渉が供給される必要があ
る。ところが、減算器２の出力信号である差信号には残
留符号間干渉以外の信号も含まれているので、減算器２
の出力信号を直接アダプティブ・フィルタ５に供給した
と仮定すると残留符号間干渉が正確に得られなくなって
しまう。従って、アダプティブ・フィルタ５の適応能力
が失われることになる。そこで、従来は第８図に示した
ように、減算器６、ＡＧＣ７を付加して減算器２の出力
信号である差信号から疑似的な残留符号間干渉以外の信
号を差し引くことにより、アダプティブ、フィルタ５の
適応動作を保証するという方法が用いられて来た。この
方法は、ＡＧＣ７により受信信号の判定結果である二値
データ系列を用いて符号間干渉を含まない受信信号を生
成し、減算器６において前記差信号から差し引く。ＡＧ
Ｃ７と減算器６により、残留符号間干渉成分が得られ、
アダプティブ・フィルタ５の適応動作が保証されること
になる。ところが、従来の制御方法では、ＡＧＣ７が必
要になるとともに、十分な符号間干渉抑圧度を得るため
には、減算器６にＡＧＣ７から供給される符号間干渉を
含まない受信信号を望ましいレベルに保つという複雑な
制御を必要としハードウェア規模が大きくなるという欠
点があった。また、従来の判定帰還型等止器は、受信信
号の零交差点をサンプル点と一致させる機能を有してお
らず、伝送距離によって零交差点の位相が変化するので
、予め定められた判定タイミング位相で最大のアイ・オ
ープニングが得られなくなり、クロック・ジッタに弱い
という問題があった。

本発明の目的は、簡単で、／％−ドウエア規模が小さく
、かつ等化波形の零交差点がサンプル点と一致するよう
な判定帰還型等止器の制御方法を提供することにある。

（問題点を解決するための手段） 本発明によれば、波形伝送時に発生する符号間干渉をア
ダプティブ・フィルタにより発生される疑似符号間干渉
を用いて除去する判定帰還型等化方式であって、符号間
干渉を含んだ受信信号から該疑似符号間干渉を差し引い
て差信号を得た後、該差信号と該差信号を遅延させた遅
延信号を加算もしくは減算して残留符号間干渉を求め、
該残留符号間干渉と前記差信号とのいずれか一方をサン
プル位相と前記差信号を復調して得られる復調データ系
列に基づいて選択して得た誤差信号を前記アダプティブ
・フィルタの係数更新に用い、前記残留符号間干渉を選
択した場合には前記復調データ系列の特定のパターンを
検出したときだけ、係数を更新することを特徴とする判
定帰還型等化方式が得られる。

（作用） 本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号間干渉を含
まない受信信号を生成し、差信号から差し引くという従
来の方法とは異なり、受信信号のアイ・パターンの特性
に注目し残留符号間干渉がある確率で正確に取り出され
るように構成した。即ち二値符号系を含む伝送路符号の
受信信号のアイ・パターンの特性によれば、現在のサン
プル値とｉＴ秒（ｉは正整数）前のサンプル値がほぼ同
一の値又は、逆極性で各々の絶対値がほぼ同一の値とな
る確率の最小値は零でないある正の値をとる。従って、
差信号（＝残留符号間干渉を含んだ受信信号）について
現在のサンプル値とｉＴ秒前のサンプル値の差又は和を
°とることにより、零でないある正の確率で、符号間干
渉のないときには差、または和は零に、それ以外は残留
符号間干渉そのものになる。それゆえ、残留符号間干渉
が零でないある正の確率で検出できるから、その差又は
和を誤差信号として用いれば、アダプティブ・フィルタ
の適応動作が保証される。符号間干渉を含まない受信信
号が零交差するサンプル位相はシンボル波形の中心と端
にあり、このとき符号間干渉を含まない受信信号は零で
あるから前記の操作により残留符号間干渉を取り出すこ
とは不要となる。反対にいえば、あるサンプル点に着目
して前記差信号を残留符号間干渉の代わりに用いて前記
アダプティブ・フィルタの係数を更新すれば、該サンプ
ル点においては受信信号が零交差することになる。そこ
で、サンプル位相に依存して、前記の操作を実行するか
否かを選択して出力し、該出力をアダプティブ・フィル
タに供給することにより適応動作を保証し、等化波形の
零交差をサンプル点に一致させるというのが本発明の作
用である。

（実施例） 次に図面を参照して本発明について、詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図である。同
図において、第８図と同一の参照番号を付与された機能
ブロックは第８図と同一の機能を持つとする。第１図と
第８図の相違点は、ｉＴ秒の遅延を与える遅延素子８、
減算器９、セレクタ１０、パターン・チェック回路１１
、セレクタ１３、スイッチ１４からなる部分であり、そ
の他の構成は第８図と全く同一である。この回路につい
て説明する前に、全体の構成について簡単に述べる。入
力端子１に入力された受信信号は減算器２に供給される
。減算器２においてアダプティブ・フィルタ５で発生さ
れた疑似符号間干渉を差し引かれて得られた差信号（＝
残留符号間干渉を含んだ受信信号）は、判定器３、遅延
素子８及び減算器９に供給される。判定器３の出力は出
力端子４とパターン・チェック回路１１とアダプティブ
・フィルタ５に供給される。アダプティブ・フィルタ５
、減算器２、遅延素子８、減算器９、セレクタ１０、パ
ターン・チェック回路１１、セレクタ１３、スイッチ１
４からなる閉ループ回路はアダプティブ・フィルタ５の
適応動作を実現するものであり、パターン・チェック回
路１１は係数更新を選択的に行なうように該閉ループ回
路を制御する。セレクタ１３は、判定器３からの信号に
基づいてセレクタ１０の出力と減算器２の出力を選択し
てスイッチ１４に供給する。スイッチ１４は、サンプル
位相に基づいてセレクタ１０の出力、または減算器２の
出力、またはセレクタ１３の出力を選択し、アダプティ
ブ・フィルタ５に供給する。アダプティブ・フィルタ５
の構成については、第８図で説明したものと同様に第９
図及び第１０図の回路構成と同一でよい。次に、減算器
９の出力と、減算器２の出力である差信号中の残留符号
間干渉との関係について詳細に説明するが、その前に伝
送路符号について述べる。

第２図は二値符号の代表例を示したものであり、同図（
ａ）はバイフェーズ符号を、（ｂ）はＭＳＫ（ミニマム
・シフト・キーイング）符号のパルス波形をそれぞれ示
す。第２図（ａ）に示したようにバイフェーズ符号では
＋Ｔｏｌ＋及び１１１１１のデータに対して極性の反転
したパルス波形を割り当てる。両者のパルスは共に、１
ビット幅Ｔ秒の中心で極性が反転しており、１ビツト内
で正負がバランスしているという特徴をもっている。こ
れに対し、第２図（ｂ）に示したように、ＭＳＫ符号で
は４種類のパルス波形を用意する。即ち、”′０″及び
１１１１１のデータに対し、それぞれ極性の反転した！
１０１１モードと′”１″モードの２種類のパルス波形
を用意する。これら２種類のモート遷移は、第２図（ｂ
）の太い矢印で示されており、現時点のモードは１シン
ボル前のモードにより決定される。このＭＳＫ符号は送
出シンボル波形の境界にて必ず極性が反転するという性
質を持っている。なお、ＭＳＫ符号では、ＩＴに対して
は１シンボル内で正負のバランスが取れているが、０′
′に対しては、正負がバランスしていない。しかし、第
２図（ｂ）のモード遷移を示す太い矢印の方向から明ら
かなように、連続するデータ系列内で１１０１１が偶数
個存在すれば正負のバランスは取れており、直流成分は
ほとんど無視できる。第２図（ａ）に示した伝送路符号
が伝送路を通って伝送され、符号間干渉を受けて第１図
の入力端子１に入力される。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用したときの受
信信号アイ・パターン例を示す。第３図（ａ）及び（ｂ
）は第２図に対応してそれぞれバイフェーズ符号及びＭ
ＳＫ符号のアイ・パターンである。同図に示すように、
受信信号アイパターンは、高域成分が除去され丸みを帯
びたものとなる。本来、受信信号アイ・パターンには符
号間干渉成分が含まれているが、最初説明を簡単にする
ために図示したアイ・パターンは理想的で、符号間干渉
を含まないものとする。

いま、第３図（ｂ）に示すＭＳＫ符号の受信信号アイ・
パターンに注目する。受信信号アイ・パターンの特性に
よれば、現在のサンプル値とｉＴ秒（ｉは正整数）前の
サンプル値がほぼ同一の値又は、逆極性で各々の絶対値
がほぼ同一の値であれば、ｉＴ秒（ｉは正整数）前のサ
ンプル値をｉＴ秒遅延させてから、現在のサンプル値か
ら差し引くか、又は加算することによって受信信号を相
殺することができる。第４図はｉ＝２の場合について受
信信号相殺の様子を表わしたもので、３つの波形は右か
ら順に現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前のシンボル波形である。

第４図（ａ）に示した波形の連続パターンのときには、
現在のシンボル波形と２Ｔ秒前のシンボル波形が同一に
、第４図（ｂ）に示した波形の連続パターンのときには
、逆極性で各々の絶対値が同一の波形になる。また、第
４図に示した波形の連続パターン、又は同図の組み合わ
せと絶対値が同じで極性だけが反対の波形パターン以外
では、現在のシンボル波形と２Ｔ秒前のシンボル波形が
同−又は、逆極性で各々の絶対値が同一の値になり得な
いことも、明らかである。第４図に示した波形パターン
の場合は、現在のサンプル値と２Ｔ秒前のサンプル値が
同一の値又は、逆極性で各々の絶対値が同一の値になる
ことは容易にわかる。従って、２Ｔ秒遅延させたサンプ
ル値を、遅延させていないサンプル値から差し引く、又
は遅延させていないサンプル値に加算することによって
受信信号成分は相殺され、出力は零となる。これからし
ばらくの間、２Ｔ秒遅延させたサンプル値を、遅延させ
ていないサンプル値から差し引く場合に限って話を進め
、２Ｔ秒遅延させたサンプル値を、遅延させていないサ
ンプル値に加算する場合については、後で言及する。こ
こで、理想的でない場合について考えると、受信信号に
は残留符号間干渉成分が含まれる。残留符号間干渉成分
について考えると、現在の残留符号間干渉の値と２Ｔ秒
前の残留符号間干渉の値とは無相関であるから、２Ｔ秒
前の残留符号間干渉の値はランダム雑音とみなすことが
できる。２Ｔ秒前の残留符号間干渉の値の振幅分布は正
負対称であり、振幅ｄが同くδ（ただしＯくδ）となる
確率は零でなく、ある正の値をとる。従って、減算器９
の出力信号に正確な残留符号間干渉が含まれる確率は零
でないある正の値をとることがわかる。また、一般に残
留符号間干渉の大きさは受信信号に対して十分小である
。従って、第４図に示した波形を、理想的でない場合も
含めて受信信号波形とみなして差し支えない。なお、２
サンプル遅延させたサンプル値を遅延させていないサン
プル値から差し引くことによって残留符号間干渉だけが
正確に取り出されるのは、受信信号が第４図（ａ）に示
したパターンに一致するときだけであり、それ以外の場
合は残留符号間干渉だけを正確に取り出すことはできな
いので、第１図のアダプティブ・フィルタ５の制御は正
しく行なわれない。従って、アダプティブ・フィルタ５
を正しく制御するためには、第４図に従って受信信号波
形の連続パターンをチェックし、同図のパターンに一致
しないときには、アダプティブ・フィルタ５の係数更新
を停止する必要がある。第４図に示した波形の連続パタ
ーンは、第２図（ｂ）を参照すると、データ信号が”ｏ
ｏｏ”又は”１１１”の場合であるから、パターン・チ
ェックはデータ信号の”ｏｏｏ”と”１１１’”の連続
パターンを検出することになる。なお、第４図では、現
在のサンプル値から２Ｔ秒（データ周期はＴ秒とする。

）前のサンプル値を差し引いた値を対象としてきたが、
予め定められた波形パターンを検出してアダプティブ・
フィルタ５の係数更新を制御すれば、現在のサンプル値
からｉＴ秒（ｉは正整数）前のサンプル値を差し引いた
値も、ある確率で残留符号間干渉だけを正確に表わすこ
とは容易にわかる。次に、この残留符号間干渉の正確な
抽出が判定帰還型等止器の適応動作の中でどのような意
味を持つかについて第１図を参照して説明する。

第１図に示す実施例において、参照数字８はｉＴ秒の遅
延を与える遅延素子、参照数字９は減算器、参照数字１
０はセレクタ、参照数字１１はパターン・チェック回路
である。ここで、アダプティブ・フィルタ５が適応動作
を行なうためには、減算器２の出力である差信号（＝残
留符号間干渉を含んだ受信信号）中に含まれる残留符号
間干渉成分（＝［符号間干渉］−［疑似符号間干渉］）
が正確にアダプティブ・フィルタ５に供給される必要が
あることは既に述べた。

第１図において、遅延素子８と減算器９はこの条件を満
足する目的で付加された物であり、減算器９の出力には
現在のサンプル値からＴ秒前のサンプル値を差し引いた
値が現われるようになっている。第４図の説明で述べた
ように、減算器２の出力であ−る差信号の中の残留符号
間干渉成分は第４図（ａ）に示した受信信号波形パター
ンの場合には、減算器９の出力においである確率で正確
に取り出されることは明らかである。一方、ｉ＝２を例
として）成算器９の出力に含まれている残留符号間干渉
成分について考えると、現在の残留符号間干渉の値と２
Ｔ秒前の残留符号間干渉の値とは無相関であるから、２
Ｔ秒前の残留符号間干渉の値はランダム雑音とみなすこ
とができる。２Ｔ秒前の残留符号間干渉の値の振幅分布
は正負対称であり、振幅ｄがｌｄｌ　＜δ（ただしＯく
δ）となる確率は零でなく、ある正の値をとる。従って
、減算器９の出力信号に正確な残留符号間干渉が含まれ
る確率は零でないある正の値をとることがわかる。それ
ゆえ、減算器９の出力を用いてアダプティブ・フィルタ
５を制御すればアダプティブ・フィルタ５の適応動作が
保証されることになる。なお、いままでは第１図の遅延
素子８が２Ｔ秒の遅延を与える場合を例として説明した
が、第４図の説明の中で述べたように、遅延量としてｉ
Ｔ秒（ｉは正整数）としても同様の効果が得られる。次
に、減算器９の出力信号を制御するパターン・チェック
回路とセレクタ１０の動作について説明する。

パターンチェック回路は第４図（ａ）に示した受信信号
の波形パターンが出現したことを検出し、それ以外の場
合はアダプティブ・フィルタ５の係数更新を停止するた
めのもので、第５図に示す回路で実現できる。第５図の
入力信号５１は第１図の判定器３のデータ信号に、入力
信号５２はモード信号に等しい。な、　お、第１図にお
いて、判定器３とパターン・チェック回路１１、判定器
３とアダプティブ・フィルタ５、及び判定Ｇ３とセレク
タ１３を結ぶ経路は１本の線で表示しであるが、ＭＳＫ
符号を採用した場合にはテ゛−タ信号とモード信号に対
応する２本の経路を表わす。

ｉＴ秒の遅延を与える遅延素子５３、と否定排他的論理
和回路（ＸＮＯＲ）５５によって、現在の信号とｉＴ秒
前の信号のデータ信号が一致するかどうかが調べられる
。これは、入力信号５１と入力信号５１を遅延素子５３
、でｉＴ遅延させた値の否定排他的論理和をＸＮ０Ｒ５
５でとることにより、実現される。

ＸＮ０Ｒ５５の出力は論理積回路（ＡＮＤ）５９の一方
の入力となる。同様にして入力信号５２と遅延素子５６
でｉＴ秒遅延した値の否定排他的論理和をとり、出力を
ＡＮＤ５９のもう一方の入力とする。ＡＮＤ５９はデー
タ信号の一致出力とモード信号の一致出力の論理積をと
り出力信号６０とする。出力信号６０は第１図のパター
ン・チェック回路１１からセレクタ１０に供給される信
号に等しい。

セレクタ１０はパターン・チェック回路１１から制御信
号を受け、該制御信号により減算器９の出力又は零を選
択してアダプティブ・フィルタ５に供給する。

セレクタ１０が減算器９の出力信号をアダプティブ。

フィルタ５に供給するのは、既に説明したように、第４
図（ａ）に示した受信信号の波形パターンをパターン・
チェック回路が検出したときである。セレクタ１０とパ
ターン・チェック回路１工により、正確に残留符号間干
渉が検出されたときだけ該残留符号間干渉が、その他の
場合は零がセレクタ１０の出力に得られる。

次にセレクタ１０の出力はスイッチ１４に供給される。

スイッチ１４にはセレクタ１０の出力の他に減算器２の
出力とセレクタ１３の出力が供給されている。

セレクタ１３はセレクタ１０の出力と減算器２の出力を
判定器３の出力によって切り換え、判定器３が１１０９
１に対応するときはセレクタ１０の出力を、＋１１１１
に対応するときは減算器２の出力を選択して、スイッチ
１４に供給する。従って、セレクタ１３の出力は、判定
器３が１１０１１に対応するときは遅延素子８と減算器
９によって取り出された残留符号間干渉を、１１１１１
に対応するときは減算器２の出力、すなわち差信号とな
る。一方、第１図において、スイッチ１４はＴ／Ｒ秒の
レートで動作する。ただし、Ｒは補間定数で、第１図は
Ｒ＝４の場合を表わしている。第３図の受信信号アイ・
パターンの例を参照すれば明らかなように、サンプル位
相を選択することにより、受信信号の零交差点とサンプ
ル点を一致させることができる。これは、あるサンプル
点が受信信号の零交差点となるように判定帰還型等止器
を動作させることが可能であることを示している。零交
差点と一致したサンプル点では、減算器２の出力である
前記差信号は残留符号間干渉そのものとなり、遅延素子
８と減算器９を用いて残留符号間干渉を取り出す必要が
ない。反対にいえば、あるサンプル点に着目して前記差
信号を残留符号間干渉の代わりに用いて前記アダプティ
ブ・フィルタの係数を更新すれば、該サンプル点におい
ては受信信号が零交差することになる。そこで、サンプ
ル位相に応じてアダプティブ・フィルタ５に供給する信
号を区別する。第３図に示すように、Ｔ／４秒離れたサ
ンプル点をｔｏ、ｔｌ、ｔ２．ｔａとすると、零交差点
と一致するサンプル点はＴ秒内にｔ□とｔ２の２回存在
し、そのうちｔ□は無条件に、ｔ２は′”１″のデータ
が受信されたときだけ、零交差点を発生する。スイッチ
１４の入力接点の一番左の端子がｔ□で選択されるよう
にすれば、スイッチ１４の入力端子は左から順にｔｏ、
ｔｔ、ｔ２．ｔａに対応して選択される。すなわち、ス
イッチ１４の入力接点はｔＯ−ｔａの順に減算Ｓ２、セ
レクタ１０、セレクタ１３、セレクタ１ｏの出力に接続
され、以下これを順次繰り返す。スイッチ１４の動作は
以下のことを意味する。すなわち、第３図から明らかな
ように、ｔｌ、ｔａでは受信信号は零交差点ではないの
でセレクタ１０の出力を用いて、ｔ□では零交差点なの
で減算器２の出力を用いて、ｔ２では判定器３の出力に
応じてセレクタ１０と減算器２の出力を切り換えるセレ
クタ１３の出力を用いて、アダプティブ・フィルタ５の
係数更新が行なわれる。以上の説明ではＲ＝４としたが
、Ｒが２以上の任意の整数でもよいことは明らかである
。

第１図のアダプティブ・フィルタ５により発生された疑
似符号間干渉は、減算器２に供給される。減算器２では
入力端子１の入力信号である受信信号から疑似符号間干
渉を差し引いた差信号（＝残留符号間干渉を含んだ受信
信号、残留符号間干渉＝符号間干渉−疑似符号間干渉）
が得られ、判定器３、セレクタ１３、スイッチ１４、遅
延素子８、減算器９に供給される。セレクタ１０で減算
器９の出力か零がパターン・チェック回路１１の出力に
よって選択され、スイッチ１４に供給される。一方、セ
レクタ１３において判定器３の出力によってセレクタ１
０の出力と減算器２の出力のいずれかが選択され、減算
器２の出力と共にスイッチ１４に供給される。スイッチ
１４は、セレクタ１０の出力、）減算器２の出力、セレ
クタ１３の出力のいずれかをサンプル位相によって選択
し、アダプティブ・フィルタ５に供給する。判定器３で
判定された結果はアダプティブ・フィルタ５に供給され
ると同時に出力端子４に現われる。アダプティブ・フィ
ルタ５はスイッチ１４の出力信号を用いて係数更新を行
なう。

また、減算器９とセレクタ１０の間、減算器２とセレク
タ１３及びスイッチ１４の間の２箇所に極性検出器を配
しても、アダプティブ・フィルタ５の適応動作は行なわ
れる。このとき、セレクタ１０の入力は残留符号間干渉
の極性、減算器２からセレクタ１３およびスイッチ１４
に供給される信号は前記差信号の極性となる。

第６図は本発明の他の実施例を示すブロック図である。

同図において、第１図と同一の参照番号を付与された機
能ブロックは第１図と同一の機能を持つとする。第６図
と第１図の相違点は、第１図の減算器９が加算器１２に
置き換えられていることであり、その他の部分は全く同
一である。従って、第６図では減算器２の出力である差
信号に関し、現在の差信号の値とｉＴ秒前の差信号の値
との和が加算器の出力に現われ、この和の値をセレクタ
１３とスイッチ１４の入力として用いることになる。１
＝＝２の場合を例として説明すると、第４図（ｂ）に示
す波形パターンすなわちデータ信号が′”０１０”　”
１０１”の場合には、第４図（ａ）に関する説明と同様
の理由で、減算器２の出力である差信号の中の残留符号
間干渉成分は加算器１２の出力においである確率で正確
に取り出し得ることは明らかである。それゆえ、加算器
１２の出力と減算器２の出力をセレクタ１３とスイッチ
１４で選択して、アダプティブ・フィルタ５を制御すれ
ばアダプティブ・フィルタ５の適応動作が保証されるこ
とになる。

第４図（ａ）に示した波形パターンは第５図のパターン
・チェック回路で検出できるが、第４図（ｂ）に示した
波形パターンを検出するためには、第５図に示した回路
においてモード信号の一致を検出するＸＮ０Ｒ５８の代
わりに排他的論理和回路を用いて、モード信号の不一致
を検出すればよい。なお、第６図の遅延素子８が２Ｔ秒
の遅延を与える場合を例として説明したが、第４図の説
明の中で述べたように、遅延量としてｉＴ秒（ｉは正整
数）としても同様の効果が得られる。

また、第１図の説明と同様に、極性検出器により残留符
号間干渉の極性と前記差信号の極性を用いてアダプティ
ブ・フィルタ５の適応動作を行なわせることができる。

ただし、極性検出器の挿入位置は、加算器１２とセレク
タ１０の間、減算器２とセレクタ１３及びスイッチ１４
の間となる。

以上、本発明を実施例に基づいて詳細に説明したが、Ｍ
ＳＫ符号を採用した場合＋１０１１と′”１パに対する
パルス波形が異なることと、各々０モードと１モードを
有するという２つの理由により、アダプティブ。

フィルタ５の構成は第６図の場合と若干具なる。即ち、
′”θ″及び＋１１１１のパルス波形が異なることに対
応させてタップ係数を２種類用意し個別に更新させる必
要があること、また、送出パルス波形の正負のバランス
が不完全な場合には、判定器３より受けたモード信号に
より、係数を区別することが必要となる。さらに、今ま
での説明では、遅延素子８の遅延量を２Ｔ秒又はｉＴ秒
（ｉは正整数）と仮定していたが、実用上はｉＴ秒の近
傍であれば十分であることは言うまでもない。

これまで、ＭＳＫ符号を例にして本発明の詳細な説明し
てきたが、伝送路符号として、例え：２、第２図（ａ）
に示したパイフェーズ符号を用いることができる。バイ
フェーズ符号を用いた場合にＭＳＫ符号を用いた場合と
異なることは、受信信号アイ・パターンである。従って
、パターン・チェックの方式もバイフェーズ符号特有の
ものとなる。第３図（ａ）を参照すると、バイフェーズ
符号の受信信号アイ・パターンはシンボル波形の切り替
わる点で、零と零以外の２種類の値をとる。従って、シ
ンボル波形の切り替わる点で必ずＯの値をとるＭＳＫ符
号の受信信号アイ、パターンとは異なったパターン・チ
ェックをしなければならない。第７図にバイフェーズ符
号に対応するパターン・チェック波形を示す。同図（ａ
）は現在のサンプル値から２Ｔ秒前のサンプル値を差し
引いた値によってアダプティブ・フィルタ５を制御する
場合に、同図（ｂ）は現在のサンプル値に２Ｔ秒前のサ
ンプル値を加算した値によって、アダプティブ・フィル
タ５を制御する場合に対応する。第７図（ａ）、（ｂ）
において、連続する５つの波形は右から順に現在よりＴ
秒後、現在、Ｔ秒前、２Ｔ秒前、３Ｔ秒前のシンボル波
形である。現在よりＴ秒後のシンボル波形が事前にわか
ることはありえないので、現在よりＴ秒後のシンボル波
形が判定されるまで待って、係数更新を行なう。バイフ
ェーズ符号の場合は、前後各１つのシンボル波形によっ
て着目したシンボル波形が異なるので、現在のサンプル
値から２Ｔ秒前のサンプル値を差し引いた値、又は現在
のサンプル値に２Ｔ秒前のサンプル値を加算した値によ
ってアダプティブ・フィルタ５を制御する場合には、５
つのシンボル波形、すなわち現在のシンボル波形の前後
、及び２Ｔ秒前のシンボル波形の前後それぞれ２シンボ
ルで合計６シンボル、ただし、２Ｔ前のシンボルを用い
る場合は現在のシンボル波形の前１シンボルと２Ｔ秒前
のシンボル波形の後１シンボルは共通なので合計５シン
ボルにわたって受信信号波形の連続パターンをチェック
しなければならない。第７図（ａ）では”１０１０１”
及び”ｏｏｏｏｏ”の連続パターンを、同図（ｂ）では
”０１１００”及び”１１００１”の連続パターンを表
わしている。バイフェーズ符号の場合には、パターン・
チェック回路は第７図に示した５つの連続波形を検出し
、これらの波形を検出したときだけ＋１１１１を出力す
る論理回路を構成すれば、第５図に示したＭＳＫ符号に
対するパターン・チェック回路と同等に使用することが
できる。ただし、バイフェーズ符号の場合には、パター
ン・チェック回路の入力信号はデータ信号だけである。

以上の説明は、現在のサンプル値から２Ｔ秒前のサンプ
ル値を差し引ν）た値、又は現在のサンプル値に２Ｔ秒
前のサンプル値を加算した値によってアダプティブ・フ
ィルタ５を制御する場合についてであるが、現在のサン
プル値とｉＴＴ秒前サンプル値との和又は差を用いると
きには、ノくターン、チェック回路は着目した２つのシ
ンボル波形の前後各１シンボル波形、合計６シンボル波
形の波形のパターンを検出してアダプティブ・フィルタ
５の適応動作を制御する。バイフェーズ符号の場合には
、さらに、セレクタ１３の制御信号がＭＳＫ符号とは異
なる。すなわち、第３図のｔ２のサンプル点で受信信号
が零の値をとるかとらないかに依存してセレクタ１３は
出力信号を選択するが、バイ７工−ズ符号の場合はｔ２
がシンボル波形の境界なので、連続した２個のシンボル
波形に対応してセレクタ１３を制御するための回路を用
いる必要がある。これらの符号以外の伝送路符号につい
ても同様に考えると、第４図に相当する受信信号パター
ンを検出し、アダプティブ、フィルタ５の係数更新を制
御すれば、残留符号間干渉をある確率で正確に取り出す
ことができることは明らかである。

（発明の効果） 以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号につ
いて、現在の値とｉＴ秒（ただしｉは正整数、Ｔはデー
タ周期）前の値との差又は和をとることにより受信信号
に含まれる残留符号間干渉成分は零でないある正の値の
確率で正確に抽出される。従って、前記の差又は和を用
い、さらに残留符号間干渉成分が正確に抽出されるよう
な受信信号波形の連続パターンを検出してサンプル位相
に対応して前記の和または差と前記差信号を選択しつつ
係数更新を行なってアダプティブ・フィルタを制御する
ことにより、適応動作が保証される。また、本発明によ
れば、ｉＴ秒の遅延を与える遅延素子及び減算器又は加
算器を組み合わせることにより、前記の適応動作を保証
できるから、複雑な制御を必要とせず簡単でかつハード
ウェア規模が小さい判定帰還型等化器の制御方法を提供
できる。また、本発明によれば、受信信号の零交差点を
サンプル点に一致させることができるから、伝送距離に
よらず判定タイミング位相を常に最適に保持でき、クロ
ック・ジッタに強いという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、第２図
（ａ）、（ｂ）は伝送路符号を説明する図、第３図（ａ
）。 （ｂ）は第２図の伝送路符号に対応したアイ・パターン
を示す図、第４図（ａ）、（ｂ）はＭＳＫ符号に対する
受信信号波形パターンを示す図、第５図はＭＳＫ符号に
対するパターン・チェック回路を示すブロック図、第６
図は本発明の他の実施例を示すブロック図、第７図（ａ
）。 （ｂ）はバイフェーズ符号に対する受信信号波形パター
ンを示す図、第８図は判定帰還型等止器の従来例を示す
ブロック図、第９図はアダプティブ・フィルタの構成例
を示すブロック図、第１０図は係数発生回路の詳細を示
すブロック図である。 図において、 １・・・・・入力端子、　　　　　　　　２・・・・・
減算器、３・・・・・判定器、　　　　　　　　　４・
・・・・・出力端子、５・・・・・アダプティブ・フィ
ルタ、　８・・・・・・遅延素子、９・・・・・減算器
、　　　　　　　　　１０・・・・・セレクタ、１１・
・・・・パターン・チェック回路、　１３・曲セレクタ
、１４・・・・・スイッチをそれぞれ表わしている。ま
た、第６図において、 １・・・・・入力端子、　　　　　　　　２・・・・・
減算器、３・・・・・判定器、　　　　　　　　　４・
・・・・・出力端子、５・・・・・アダプティブ・フィ
ルタ、　８・・・・・・遅延素子、１０・・・・・セレ
クタ、 １１・・・・・パターン・チェック回路、　１２・曲加
算器、１３・・・・・セレクタ、　　　　　　　　１４
・・・・・スイッチをそれぞれ表わす。 代畦人弁理士　内　原　　　が、１ ゛・、−′、、− ′；Ｉｒ′２　　図 パ○″ｒ　　　　　　　　　　Ｌｌ、ＩＩ（ａ） （ｂ） ’；７３　　図 ■ （ａ） （ｂ） ／１′４　　図 （ａ） （ｂ） オ　７　図 １　　　１　　　　１４−Ｔ−１１１ （ａ） ＋　　　　１　　　　）−Ｔ−１−１１１（ｂ） ７１−１０　図

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）波形伝送時に発生する符号間干渉をアダプティブ・
   フィルタにより発生される疑似符号間干渉を用いて除去
   する判定帰還型等化方式であって、符号間干渉を含んだ
   受信信号から該疑似符号間干渉を差し引いて差信号を得
   た後、該差信号と該差信号を遅延させた遅延信号を加算
   もしくは減算して残留符号間干渉を求め、該残留符号間
   干渉と前記差信号とのいずれか一方をサンプル位相と前
   記差信号を復調して得られる復調データ系列に基づいて
   選択して得た誤差信号を前記アダプティブ・フィルタの
   係数更新に用い、前記残留符号間干渉を選択した場合に
   は前記復調データ系列の特定のパターンを検出したとき
   だけ、係数を更新することを特徴とする判定帰還型等化
   方式。 ２）波形伝送時に発生する符号間干渉をアダプティブ・
   フィルタにより発生される疑似符号間干渉を用いて除去
   する判定帰還型等化方式であって、符号間干渉を含んだ
   受信信号から該疑似符号間干渉を差し引いて差信号を得
   た後、該差信号と該差信号を遅延させた遅延信号を加算
   もしくは減算して残留符号間干渉を求め、該残留符号間
   干渉の極性と前記差信号の極性とのいずれか一方をサン
   プル位相と前記差信号を復調して得られる復調データ系
   列に基づいて選択して得た誤差信号を前記アダプティブ
   ・フィルタの係数更新に用い、前記残留符号間干渉の極
   性を選択した場合には前記復調データ系列の特定のパタ
   ーンを検出したときだけ、係数を更新することを特徴と
   する判定帰還型等化方式。