JPS6282828A - 判定帰還による符号間干渉除去方法及び装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、波形伝送に際して発生する符号間干渉を除去
するための判定帰還による符号間干渉除去方法及び装置
に関する。

（従来の技術） 波形伝送の際に生ずる符号間干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等比容が知られている口（アイイーイ
ーイー・トランザクションズ・オン中コミュニケイシ田
ンズ（ｘｇｇｇ　ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳＯＮ　ＣＯ
ＭＭｔＪＮＩＣＡＴＩＯＮＳ　）　３２巻３号１　１９
８４年。

２５８〜２６６ページ。） 第８図に、判定帰還型等化器の従来例を示す。

ここで、第８図の回路は伝送路を介して送信側と接続さ
れている。ここでは、簡単のため、ベースバンド伝送を
仮定して説明する。

第８図において、入力端子１には伝送路から符号間干渉
を含んだ受信君号が供給され、減算器２に入力される。

減算器２では入力端子１に供給された受信信号からアダ
プティブ・フィルタ５で生成された数似符号間干渉を差
し引いた差信号（＝残留符号間干渉を含む受信信号、〔
残留符号間干渉〕＝〔符号間干渉〕−〔擬似符号間干渉
〕）が得られ、判定器３、減算器６に供給される。判定
器３では減算器２の出力から受信信号データを判定し、
その判定結果を出力端子４と自動利得ＦＡ整器（以下、
ＡＧＣと略記）７とアダプティブ・フィルタ５に供給す
る。アダプティブ・フィルタ５で適応的に生成された擬
似符号間干渉は、減初゛器２の一方の入力として供給さ
れる。Ａ、　Ｇ　Ｃ７に供給された判定器３の出力信号
は１倍されて減算器６に入力される。ここでｒは正数と
する。ＡＧＣ７から減算器６に供給された信号は、減算
器６に供給された差信号から減ｗ−ｇれ、制御信号とし
てＡＧＣ７に帰還される。ＡＧＣ７では、減算器６から
帰還された信号を用いて減算器６の出方が残留符号間干
渉に等しくなるようにｒを修正する。

すなわち、減算器６とＡＧＣ７から成る閉ループ回路は
減算器２の出力である差信号中の残留符号間干渉だけを
抽出するように動作する。これは、ＡＧＣ７において減
算器６の出力信号と判定器３の出力信号の相関をとるこ
とにより、ＡＧＣ７の出力信号の利得を適応的に定める
ことで実現される。減算器６の出力である残留符号間干
渉はアダプティブ・フィルタ５にも供給され、係数更新
に使用される０減算器２、判定器３、アダプティブ・フ
ィルタ５からなる閉ループ回路は、入力端子ＩＫ供給さ
れる受信信号中の符号間干渉を除去するように動作する
。

（発明が解決しようとする問題点） 前記アダプティブ・フィルタ５が〕１４応動作を行なう
ためにはアダグチイブ・フィルタ５に一１ＥＬ＜残留符
号間干渉が供給される必要がある。ところが、減算器２
の出力信号である差（ｉ号には残留符号間干渉以外の信
号も含まれているので、減算器２の出力信号を直接アダ
プティブ・フィルタ５に供給したと仮定すると、アダプ
ティブ・フィルタ５の適応能力が失われることになる０
そとで、従来は第８図に示したように、減算器５．ＡＧ
Ｃ７を付加して減算器２の出力信号である差信号から擬
似的な残留符号間干渉以外の信号を差し引くことにより
、アダプティブ・フィルタ５の適応動作を保証するとい
う方法が用いられて来た。ところが、従来の制御方法で
は、ＡＧＣ７が必要になるとともに、十分な符号間干渉
抑圧度を得るためには、減算器６にＡＧＣ７から供給さ
れる符号間干渉を含まない受信信号を望ましいレベルに
保つという複雑な制御を必要としノ・−ドウエア規模が
大きくなるという欠点があった。また、従来の判定帰還
型等比容は、過去の送出シンボル波形の系列に起因する
符号間干渉は除去できるが、シンボル波形内の干渉を除
去することは不可能であったＯ本発明の目的は、簡単で
、ハードウェア規模が小さい、判定帰還による符号間干
渉除去の方法及び装置を提供することにあるＯまた、本
発明の他の目的は、過去の送出シンボル波形の系列に起
因する符号間干渉の除去のみならず、シンボル波形内の
干渉も除去することのできる判定帰還による符号間干渉
除去の方法及び装置を提供することにある。

（問題点を解決するだめの手段） 本発明によれば、波形伝送時に発生する符号間干渉を除
去する際に、符号間干渉を含んだ受信信号から擬似符号
間干渉を差し引いてに信号を得た後、核差信号と該差信
号を遅姑させた遅延信号を加算もしくは減算して残留符
号間干渉を求め、該残留符号間干渉の極性と前記差信号
の極性とのいずれか一方をサンプリング位相と前記差信
号を復調して得られる復調データ系列に基づいて選択し
て得た誤差信号と前記復調データ系列を受け、前記残留
符号間干渉の極性を選択した場合には前記復調データ系
列の特定のパターンを検出したときだけ係数を更新する
第１のアダプティブ・フィルタと、前記差信号の極性を
受け、前記復調データ系列が特定の値になる時だけ係数
を更新する第２のアダグチイブ・フィルタを少なくとも
備え、前記第１、第２のアダプティブ−フィルタの出力
を加算して前記擬似符号間干渉を生成することを特徴と
する判定帰還による符号間干渉除去方法が得られる。

また、本発明によれば、波形伝送時に発生する符号間干
渉を除去する際に、受信信号と第１の擬似符号間干渉と
の差を得るだめの減算器と、前記受信信号を受は復調デ
ータを作り出す判定器と、該判定器から供給される前記
復調データ及び第１の誤差信号を受は適応的に第２の擬
似符号間干渉を生成するだめの第１のアダプティブ拳フ
ィルタと、前記減算器の出力を標本化して保持するだめ
の縦続接続された複数個のサンプル・ホールド回路と、
前記減算器の出力と該縦続接続されたサンプル・ホール
ド回路の出力との和又は差を得るための演算器と、該演
算器の出力信号の極性を検出する第１の極性検出回路と
、前記極性検出回路の出力と岑のいずれかを選択する第
１のセレクタと、前記復調データを受けて該第１のセレ
クタを制御する信号を発生するパターン・チェック回路
と、前記減算器の出力信号の極性を検出する第２の極性
検出回路と、該第２の極性検出回路の出力及び第２の誤
差信号を受は適応的に第３の擬似符号間干渉を生成する
ための第２のアダプティブ・フィルタと、前記第２の擬
似符号間干渉と前記第３の擬似符号間干渉を加算して前
記第１の擬似符号間干渉を生成する加算器と、前記第２
の極性検出回路の出力と零のいずれかを前記復調データ
に基づいて選択する第２のセレクタと、前記第１のセレ
クタの出力と前記第２の極性検出回路の出力のいずれか
を前記復調データに基づいて選択する第３のセレクタと
、前記第２の極性検出回路の出力と前記第１のセレクタ
の出力と前記第３のセレクタの出力のいずれかを受信信
号波形の位相に基づいて選択する第１のスイッチと、前
記第２の極性検出回路の出力を受信１ｇ号波形の位相に
基づいて前記第１のスイッチ又は前記第２のアダプティ
ブ・フィルタ又は前記第２及び第３のセレクタに分配す
る第２のスイッチを具備し、前記第１のスイツチの出力
を前記第１の誤差信号として前記第１のアダプティブ・
フィルタに帰遠し、前記第２のセレクタの出力を前記第
２の誤差信号として前記第２のアダプティブ・フィルタ
に帰還することを特徴とする判定帰還による符号間干渉
除去装置が得られる。

（作　用） 本発明は、判定器出力を定数倍して残留符号間干渉を含
まない受信信号を生成し、差信号から差し引くという従
来の方法とは異なシ、受信信号のアイ・パターンの特性
に注目し残留符号間干渉が伝送路符号によって定まるあ
る確率で正確に抽出されるように構成した。即ち二値符
号系を含む伝送路符号の受信信号アイ・パターンの特性
によれば、現在のサンプル値とｉＴ秒（ｉは正整数、Ｔ
はデータ周期）前のサンプル値がほぼ同一の値又は、逆
極性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確率の最小値
は零でないある正の値をとる。従って、差信号（＝残留
符号間干渉を含んだ受信信号）について現在のサンプル
値とｉＴ秒前のサンプル値の和又は差をとることにより
、零でないある正の確率で、残留符号間干渉成分だけを
抽出することができる。それゆえ、その和又は差を誤差
信号として用い、残留符号間干渉が正しく抽出されたと
きだけ係数更新を行なえば、アダプティブ・フィルタの
適応動作が保証される。また、本発明はシンボル波形内
の干渉を除去するだめの１タツプのアダプティブ・フィ
ルタを備えることによシ従来の方法では不可能であった
シンボル波形内の干渉を除去出来るように１成されてお
り、従来に比べてクロック・ジッタに対する耐力が高ま
り、性能向上をはかることができる。

（実施例） 人知図面を参照して本発明について、詳、￥１ＩＩＩに
説明する。第１図は本発明の一実施例を示すブロック図
である。同図において、入力端子ｌには伝送路から符号
間干渉を含んだ受信信号が供給され、減算器２に供給さ
れる。最初に、伝送路符号について説明する。

第２図に伝送路符号の一例としてＭＳＫ（ミニマム・シ
フト・キーイング）符号の送出シンボル波形と状態遷移
を示す。第２図に示したように、ＭＳＫ符号では４種類
の送出シンボル波形を用意する０即ち、′シ及び′″１
″のデータに対し、それぞれ極性の反転した”０１モー
ドと＠１”モードの２−ドは１シンボル前のモードによ
り決定される。

このＭＳＫ符号は送出シンボル波形の境界にて必ず極性
が反転するという性質を持っている。なお、ＭＳＫ符号
では、データ＠１”に対しては１シンボル内で正負のバ
ランスが取れているが、データ″０”に対しては、正負
がバランスしていない。しかし、第２図の状態遷移を示
す太い矢印の方向から明らかなように１連続するデータ
系列内で１０”が偶数個存在すれば正負のバランスは取
れておυ、直流成分はほとんど無視できる。第２図に示
した伝送路符号が伝送路を通って伝送され、符号間干渉
を受けて第１図の入力端子１に入力される。

減算器２において加算器１９の出力である擬似符号間干
渉を差し引かれて得られた差信号（＝残留符号間干渉を
含んだ受信信号）は、判定器３、テンプ／Ｉ／−ホール
ド回路８＋　ｓ　８ｔ　Ｗ　−＊　８ｐ（ｐ＝ｉＸＲ）
の縦続接続から成るブロック及び加算器９に供給される
０判定器３は、１秒毎に受信されたシンボル波形に対応
したデータとモードを判定し、その出力は出力端子４と
パターンψチェック回路１２とセレクタ１４及び１７と
アダプティブ・フィルタ５に供給される。アダプティブ
−フィルタ５、加算器１９、減算器２％サンプル・ホー
ルド回路８１ｔ８！ｔ・・・、８．の縦続接続から成る
ブロック、加算器９、極性検出回路１０、セレクタ１）
、スイッチ１３からなる閉ループ回路はアダプティブ・
フィルタ５の適応動作を実現するものでちシ、パターン
・チェック回路１２は係数更新を選択的に行なうように
該閉ループ回路を制御する。セレクタ１）は、パターン
・チェック回路１２からの信号に基づいてパターン・チ
ェック回路１２の出力と零のいずれかを選択してスイッ
チ１３に供給する。スイッチ１３は、サンプリング位相
に基づいてセレクタ１）の出力、又はセレクタ１４の出
力、又はスイッチ１６の出力を選択し、アダプティブ・
フィルタ５に供給する。次に、加算器９の出力と、減算
器２の出力である差信号中の残留符号間干渉との関係に
ついて詳細に説明する。

第３図は第２図に示した伝送路符号を採用したときの受
信信号アイ・パターン例を示す。同図に示すように５受
信信号アイ・パターンは、高域成分が除去され丸みを帯
びたものとなる。本来、受１ｇ信号アイ・パターンには
符号間干渉成分が含まれているが、最初説明を簡単にす
るために図示したアイ・パターンは波形等化が理想的に
行なわれた場合で、符号間干渉成分を含まないものとす
る。

第３図に示した受信信号アイ・パターンの特性によれば
、現在の受信信号波形とｉシンボル（ｉは正整数）前の
受信信号波形のデータが一致し、モードが異なるとき、
ｉシンボル前の受信信号波形を現在の受信信号波形に加
算することによって受信信号を相殺することができるＯ
従って、伝送路符号としてＭ　Ｓ　Ｋを用いた場合、受
信信号の相殺は１／４の確率で行なわれる。ここで、理
想的でない場合について考えると、受信信号には残留符
号間干渉成分が含１れる０残留符号間干渉成分について
考えると、現在の残留符号間干渉成分とｉシンボル前の
残留符号間干渉成分とは無相関であるから、ｉシンボル
前の残留符号間干渉成分はランダム雑音とみなすことが
できる。ｉシンボル前の残留符号間干渉成分の振幅分布
は正負対称であシ、振幅ｄが１ｄ１＜δ（ただしＯ≦δ
）となる確率は零でなく、ある正の値をとる。従って、
加算器９の出力信号として残留符号間干渉成分だけが抽
出される確率は零でないある正の呟をとることがわかる
０また、一般に残留符号間干渉成分の大きさは受信信号
に対して十分小である０従って、第３図に示した波形を
、理想的でない場合も含めて受信信号波形とみなして差
し支えない０それゆえ、加算器９の出力を用いてアダプ
ティブ・フィルタ５を制御すれば、アダプティブ中フィ
ルタ５の適応動作に妨害を与える受信信号が相殺され、
アダプタイブ・フィルタ５の適応動作が保証されること
になる。なお、現在の受信信号波形とｉシンボル（ｉは
正整数）前の受信信号波形のデータが一致し、モードが
異なるという条件が満足されない場合は、第１図のアダ
プティブ・フィルタ５の制御は正しく行なわれない。従
って、アダプティブ・フィルタ５を正しく制御するため
には、受信信号波形のデータとモードをチェックし、受
信信号が相殺されないときには、アダプティブ・フィル
タ５の係数更新を停止する必要がある。この係数更新の
制御は、パターン・チェック回路１２とセレクタ１）に
よって実現される０ パターン・チェック回路１２は現在の受信信号波形とｉ
Ｔ秒前の受信信号波形のデータが等しくモードが異なる
ことを検出し、それ以外の場合はアダプティブ・フィル
タ５の係数更新を停止するだめのもので、第４図に示す
回路で実現できる。

第４図の入力信号５１は第１図の判定器３の出力信号で
あるデータ信号に、入力信号５２はモード信号に等しい
０なお、第１図において、判定器３とパターン・チェッ
ク回路１２％判定器３とアダプティブ・フィルタ５を結
ぶ経路は１本の線で表示しであるが、、Ｍ８に符号を採
用した場合にはデータ信号とモード信号に対応する２本
の経路全表わす。ｉＴ秒の遅延を与える遅ＦＡ素子５３
と否定排他的論理和回路（ＸＮＯＲ）　５５によりて、
現在の信号とｉＴ秒前の信号のデータ信号が一致するか
どうかが調べられる。これは、入力信号５１と入力信号
５１を遅延素子５３でｉＴ秒遅延さ亡た値の否定排他的
論理和をＸＮ０Ｒ５５でとることによシ実現される。Ｘ
Ｎ０Ｒ５５の出力は論理積回路（ＡＮＤ）５９の一方の
入力となる。同ｉ子にして入力信号５２と遅延素子５６
でｉＴ抄連延した値のづト他的論理和をと９、出力をＡ
ＮＤ５９のもう一方の入力とする。ＡＮＤ５９はデータ
信号の一致出力とモード信号の不一致出力の論理積をと
り出力信号６０とする。出力信号６０は第１図のパター
ン・チェック回路１２からセレクタＩＩＫ供給される信
号に等しい。なお、ｉＴ抄の遅延を与える遅延素子５３
．５６はフリップ・フロップをｉ　１［！直列接続する
ことにより、実現される。

セレクタ１）はパターン・チェック回路１２から制御信
号を受け、該制御信号によυ加算器９の出力又は零を選
択してアダプティブ・フィルタ５に供給する。セレクタ
１）が加算器９の出力信号をアダプティブ・フィルタ５
に供給するのは、既に説明したように、現在の受信信号
波形とｉＴ秒前の受信信号波形のデータが一致し、モー
ドが異なることをパターン・チェック回路が検出したと
きである。セレクタ１）とパターンφチェック回路１２
により、正確に残留符号間干渉だけが抽出されたときは
該残留符号間干渉が、その他の場合は零がセレクタ１）
の出力に得られる。

一方、減算器２の出力である差信号は極性判定回路１５
にも供給されておシ、差信号の極性が検出された後、ス
イッチ１６の入力となる。スイッチ１６は４個の出力接
点を持っておシ、Ｔ７’Ｒ秒（Ｒは正整数で、几＝４と
仮定する）毎に第一の出力接点から第４の出力接点まで
第１図の矢印の方向に順に切り替えて、出力するＯ同図
の左から順に第１、第２、第３、第４の出力接点とし、
１秒毎にこの動作を繰り返す。スイッチ１６の動作のサ
ンプリング位相は第３図に示されておシ、同図のｔ。＊
　ｔｌ、　’ｔｔ　ｔ、がそれぞれ第１図のスイッチ１
６の第１、第２、第３、第４の出力接点のサンプリング
位相に対応している。スイッチ１６の第３の出力接点の
出力はセレクタ１４の入力の一つとして供給される。ま
だ、セレクタ１４の他方の入力としては、セレクタ１）
の出力が供給されている。一方、セレクタ１４には制御
信号として、判定器３０判定結果であるデータ信号が入
力されておシ、データ信号が＠１）のときには、スイッ
チ１６の第３の出力接点の出力を選択して出力し、デー
タ信号が′″０”のときには、セレクタ１）の出力を選
択して出力する。すなわち、第３図の出力波形から明ら
かなように、データ信号が＠１）のときには、シンボル
の中心に零交差点を持つから第１図に示すスイッチ１６
の第３の出力接点の出力が残留符号間干渉成分となるの
に対し、データ信号が１０”のときには、シンボルの中
心では零交差点を持たないので、セレクタ１）の出力が
残留符号間干渉となる。従って、セレクタ１４の出力は
。

サンプリング位相ｔ、の残留符号間干渉成分としてスイ
ッチ１３の第３の入力接点に供給される。スイッチ１３
は、４個の入力接点を有するスイッチであり、スイッチ
１６に同期して、ル１秒（但し、ここではＲ＝４と仮定
する。）毎に第１の入力接点から第４の入力接点まで第
１図の矢印の方向に順に入力が切シ替えられる。同図の
左から順に第１、＠２、第３、第４の入力接点とし、１
秒毎にこの動作を繰り返す。第３図に示す”Ｏｒ　’ｌ
ｐ　Ｆ。

ｔ、がそれぞれ第１図のスイッチによる第１、第２、第
３、第４の入力接点のサンプリング位相に対応している
０スイツチ１３の第１の入力接点にはスイッチ１４の第
１の出力接点の出力が、第２、及び第４の入力接点には
セレクタエ１の出力が、第３の入力接点には前述のよう
にセレクタ１４の出力が、それぞれ供給されている。第
３図に示すように１サンプリング位相ｔ１及びｔ、では
、零交差点は生じないから、第１図のセレクタ１）の出
力として得られる残留符号間干渉成分を利用して、アダ
プティブ・フィルタ５のタップ係数の更新を選択的に行
なう。セレクタ１）において零を選択するということは
、タップ係数の更新が行なわれないことを意味し、残留
符号間干渉成分が得られない場合に相当する。また、サ
ンプリング位相１）では、データ信号＠Ｏ”及び＠１”
に対応した残留符号間干渉成分がセレクタ１４の出力に
得られ、スイッチ１３の第３の入力接点に供給される。

従って、スイッチ１３の出力として、各サンプリング位
相において、タップ係数の更新に必要な残留符号間干渉
成分が得られ、アダグチイブ・フィルタ５に供給される
。以上の説明ではＲ＝４としたが、几が２以上の任意の
整数でもよいことは明らかである。次に、アダプティブ
番フィルタ５について詳細に説明する。

第５図は、第１図のアダプティブ・フィルタ５の詳細ブ
ロック図を示したものである。第５図における入力信号
１０６及び１０６′は、それぞれ第１図の判定器３の出
力であるデータ信号とモード信号に対応している。また
、第５図における入力信号１０７及び出力信号１０８は
それぞれ第１図のスイッチ１３の出力信号及びアダプテ
ィブ・フィルタ５の出力信号に対応している。入力君号
１０６ば、遅延素子１００１、乗算器１０１０．１０１
□、、・・・、１０１，１及び係数発生器１０２ｏ、　
１０２□、・・・、　１０２Ｂ−０に供給される。また
、入力信号１０６壮、遅延素子１００包及び係数発生器
１０２ｏｐ１０２１ｐ’・・、１０２Ｒ−０に供給され
る。Ｔ秒の遅延を与える遅延素子１００．　、１００□
、・・・。

１００Ｎ／Ｒ−１及び１００；、１００４．　・、　Ｉ
Ｃｌ０ＩＮ／Ｒ−、は、この順番に接続されており、各
々フリップ・フロップで実現することができる。ここで
、タップ数Ｎ及び補間定数８は正の整数であり、ＲはＮ
の約数とする０また。入力信号１０６及び１０６′のデ
ータ周期はＴ秒である。遅延素子１００　＊　（１＝１
　＠　２　＠・・・。

Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ、乗算器１０１ｊ、１０
１．＋１゜・・・、１０１Ｊ＋Ｒ−１及び係数発生器１
０２ｊ、　１０２ｊや１．・・・。

１０２、＋、１に供給される。また、遅延素子１００１
（ｉ＝１．２．・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ
、係数発生器１０２．．１０２．＋０．・・・、　１０
２ｊ＋、１に供給Ｊ される。但し、ｊ　：＝　ｉ　Ｘ　Ｒである０乗算器１
０１．。

１０１、＋ｎ、・・・、　１０１に＋Ｎ−Ｒ（ｋ＝ｏ、
　　１．−、　　Ｒ−１）ではそれぞれ係数発生器１０
２ｋｐ　１０２ｋ”　’・・・。

１０２に＋Ｎ−８の出力である各係数と入力モード信号
（＋１又は−１）が掛けられた後、各乗算結果はすべて
加算器１０３．　′Ｉｃ入力されて加算される。Ｒ個の
加算器１０３０９１０”１’・・・、　１０３Ｒ−１の
出力はスイッチ１０４の入力接点となる。スイッチ１０
４けＴ秒を周期とする多接点スイッチであシ、Ｒ個の加
算器１０３゜、　１０３１．−＃　１０３Ｂ−１の出力
をこのｉ’ｊｂ　Ｖｃシ屯秒毎に選択して出力し、出力
信号１０８とする。従って、出力信号１０８は過去の送
出データ系列に起因した擬似符号間干渉であり、Ｔ／Ｒ
秒毎に発生される。一方、スイッチ１０４と同期して動
作するスイッチ１０５はスイッチ１０４と入出力が逆転
している。

即ち、スイッチ１０５は入力信号１０７をＴ／几秒毎に
Ｒ個の接点にＪＩ番に分配する機能を果たす。スイッチ
１０５の各接点出力は、同期して動作するスイッチ１０
４に対応した接点に入力される信号経路に存在する係数
発生器に供給されている。次に、係数発生回路について
詳細に説明する。

第６図は第５図の係数発生器１０２！！（ｌ＝０，１゜
・・・、Ｎ−１）の詳細ブロック図を示したものである
。

第６図の入力信号２００は第５図の入力信号１０６又は
遅延素子１００□、１００□、・・・ｐ　１００Ｎ／ｌ
−１（Ｑ出方信号に対応している。同様に、第６図の入
力信号２００′ハ第５図）入力信号１０６′又ハ遅延素
子１００ｒ、１００′２゜・・・ｐ１０ＯＮ７ｎ−□の
出力信号に対応している。また、第６図の入力信号２０
１は、第５図におけるスイッチ１０５の接点出力に対応
している。さらに、第６図の出力信号２０９は第５図に
おける係数発生器１０２、の出力に対応しているロ第６
図において＠０”又は＠１＃を示すデータ信号２００は
セレクタ２０４゜２０５及び２０８の各々の制御信号と
して供給される〇また、データ信号２００に対応した１
０”又は＠１”をとるモード信号２００′は乗算器２０
２の入力の一つとして供給される。一方、乗算器２０２
の他方の入力としては、残留符号間干渉成分だけから成
る誤差信号２０１が供給されている０乗算器２０２では
、モード信号２００′と誤差信号２０１が掛けられた後
、その乗算結果は加算器２０３の一方の入力として供給
される０ここで、Ｔ秒の遅延を与える遅延素子２０６及
び２０７は、各々データ信号２００の１０＃及び１）″
に対応した係数メモリであシ、その出力は共にセレクタ
２０８の入力として供給えれる。

一方、セレクタ２０８には、制御信号と　してデータ信
号２００が入力されており、データ信号２００が＠０”
のときには遅延素子２０６の出力である′０”に対した
係数を選択して出力し、データ信号２００がｗｌ”のと
きには、遅延素子２０７の出力である“１”に対応した
係数を選択して出力し、いずれの場合も係数２０９とな
る０さらに、係数２０９は加算器２０３に帰還されてお
り１乗算器２０２の出力信号と加算された後、セレクタ
２０４及び２０５に入力される０また、遅延素子２０６
及び２０７の出力は、各々セレクタ２０４及び２０５に
も入力として供給されている。さらに、セレクタ２０４
及び２０５の出力は、各々遅延素子２０６及び２０７に
供給されている。そこで、セレクタ２０４゜２０５及び
２０８の動作について説明する。

データ信号２００が＠０”である場合、セレクタ２０８
選択し、係数２０９として出力する。このとき、係数２
０９は、加算器２０３に入力された後、セレクタ２０４
を介して遅延素子２０６に帰還され、データ“０”に対
応する係数の更新が行なわれる。これに対して、セレク
タ２０５では、遅延素子２０７の出力が選択されて、再
び遅延素子２０７に供給されるので、データ１）′に対
応する係数の更新は行なわれない。この場合とは逆に、
データ信号２００が１）”である場合、セレクタ２０８
はデータ′″１”に対応する係数である遅延素子２０７
の出力を選択し、係数２０９として出力する。このとき
、係数２０９は加算器２０３に入力された後、セレクタ
２０５を介して遅延素子２０７に帰還され、データ＠１
″に対応する係数の更新が行なわれる０これに対し、セ
レクタ２０４では、遅延素子２０６の出力が選択されて
再び遅延素子２０６に供給されるので、データ＠０”に
対応する係数の更新は行なわれない。以上説明した原理
によって、データ信号２００の値１０′又は′″１＃に
対応してアダプティブ・フィルタの演算に使用する係数
を選択すると共に、使用された係数に対しては係数の更
新を行ない、使用されなかった係数に対しては元の値を
保持するという操作により、アダプティブ−フィルタの
係数が適応的に得られる。なお、第１図の加算器９の出
力に残留符号間干渉だけが抽出されない場合には、アダ
プティブ・フィルタ５の係数更新は行なわれず、誤差信
号２０１は零となる。このとき、、第６図から明らかな
ように、係数更新は停止されるので、アダプティブ・フ
ィルタ５の収束が保証される。アダプティブ・フィルり
５で発生された過去のデータ系列に起因する擬似符号間
干渉は、加算器１９を介して減算器２に供給され、入力
端子１よシ供給される符号間干渉を含んだ受信信号から
減算される０次に下シンボル波形内の干渉除去について
説明する。

アダプティブ・フィルタ１８には極性判定回路１５及び
スイッチ１６の第２の出力端子を介して減算器２の出力
である差信号の極性がサンプリング位相ｔ１において入
力される。サンピリング位相ｔ１の差信号の極性は第３
図に示すシンボル波形の前半部の判定データとしてアダ
プティブ・フィルタ１８において使用されるロ一方、セ
レクタ１７には、極性判定回路１５及びスイッチ１６を
介して、減算器２の出力である差信号の極性が、サンプ
リング位相ｔ、において入力される。また、セレクタ１
７には零も入力されており、判定器３の出力である判定
結果を用いて、データ信号が′″０”のときには零を１
）１）１のときにはスイッチ１６の第３の出力端子に現
われる残留符号間干渉成分を選択して出力し、アダプテ
ィブ・フィルタ１８に供給する。セレクタ１７は、サン
プリング位相ｔ、ＶＣおひ、てデータ”０”を表わすシ
ンボル波形は零交差点を持たないが、データ＠１”は必
ず持つことを区別している。セレクタ１７により、判定
器３の出力信号のデータが“１”のときには残留符号間
干渉成分の極性が、データが°０”のときには零がアダ
プティブ・フィルタ１８に供給されるので、データが”
１”のときだけ選択的に係数更新が行なわれる。

サンプリング位相ｔ、における零からの変位のうち。

シンボル波形内の干渉に起因する成分は、アダプティブ
・フィルタ１８によって発生される擬似符号間干渉を、
加算器１９を介して減算器２に供給し、符号間干渉を含
んだ受信信号から減算することにより、除去される。つ
ぎに、アダプティブ・フィルタ１８について、詳細に説
明する。

第７図は、第１図に示すアダプティブ・フィルタ１８の
詳細ブロック図である０第７図の入力信号３００及び３
０１は、それぞれ第１図のスイッチ１６の第２の出力接
点の出力信号、すなわち、サンプリング位相ｔ１におけ
る差信号の極性及びセレクタ１７の出力、すなわちサン
プリング位相ｔ２における残留符号間干渉の極性又は零
となる誤差信号が対応している。また、第７図の出力信
号３０６は、第１図のアダプティブ・フィルタ１８の出
力信号に対応しておシ、シンボル波形内の干枦に起因す
る擬似符号間干渉である。第７図において、差信号の極
性３００は乗算器３０２及び３０５に供給される。１秒
の遅延を与える遅延素子３０４は係数メモリで、その出
力は乗算器３０５に供給されて擬似符号間干渉３０６を
発生する。遅延素子３０４の出力はまた、加算器３０３
を介して帰還されておシ、差信号の極性３００と誤差信
号の乗算を行なう乗算器３０２の出力は加算器３０３に
供給されている。誤差信号３０１が零のときには、乗算
器３０２の出力は零となるので係数は変化せず、選択的
な係数更新が行なわれる。このようにして、アダプティ
ブ・フィルタ１８の出力には、シンボル波形中心の零交
差における擬似符号間干渉が現われ、ｍ算器１９におい
てアダプティブ・フィルタ５で発生される擬似符号間干
渉と加算された後、減算器２に供給される。

第１図では遅廷素子と減算器９によって残留符号間干渉
だけを抽出しているが、第３図のアイ・パターンから明
らかなように、加算器９を減算器に置き換えても同様の
効果が得られる。このとき、第４図に示し７た回路にお
いてモード信号の不一致を検出するＸＯ几５８の代わシ
に否定排他的論理和回路を用いて、モード信号の一致を
検出する必要がある０まだ、第１図においてサンプル・
ホールド回路８１ｐ８２ｔ・・・、８．の標本化に要す
る時間は無視できると仮定していたが、この仮定が成立
しない場合にはサンプル・ホールド回路の個数は（Ｃｐ
Ｔ／（Ｔ−Ｒδ）　）＋１３個以上用意すれば良い。

ここに、δはサンプル・ホールド回路が標本化に要する
時間、〔Ｘ〕はＸを越えない最大の整数、ｐ　＝　ｉ　
Ｘ　Ｒ，である。各サンプル・ホールド回路のサンプル
周期は常にいで等しい。いま、隣り合ったサンプル・ホ
ールド回路の位相は互いに（Ｔ／Ｒ−δ）だけずれてい
る。このとき、ひとつのサンプル・ホールド回路では標
本化に要する時間δを差し引いた（　Ｔ／Ｒ−δ）秒だ
けサンプル値がホールドされる。例えばｉ＝１．几＝４
．δ＝Ｔ／３２のとき、サンプル・ホールド回路の個数
は５個以上用意すればよく、５個のサンプル・ホールド
回路を直列接続した場合、全体のホールド時間は３５　
Ｔ／３２となる。これは５個のサンプル・ホールド回路
の直列接続で実現できる最大のホールド時間である。全
体のホールド時間をＴにするには、隣り合ったサンプル
書ホールド回路のサンプル位相を順にＴ１５だけずらせ
ばよい。また、４つのサンプル・ホールド回路のサンプ
ル位相を順に７Ｔ／３２ずらし、残りの１つを前段のサ
ンプル・ホールドのサンプル位相に対して４Ｔ／３２ず
らせても全体のホールド時間をＴにすることができる。

このように、隣り合ったサンプル・ホールド回路のサン
プル位相を適当にずらすことによって、全体のホールド
時間をＴにすることができる。同様にして、Ｔ／几よシ
小さい、いかなるδに対しても、十分な数のサンプル・
ホールド回路を直列に接続してサンプル位相を適当に選
べば、任意のホールド時間を得ることができる。従って
、一般に標本化に要する時間が無視できない場合でもＴ
の整数倍の任意のホールド時間を得ることができる。

以上、本発明を実施例に基づいて詳細に説明した。今ま
での説明では、サンプル・ホールド回路８１９８□・・
・、８ｐの縦続接続から成るブロックの遅延量を１Ｔ秒
（ｉは正整数）と仮定していたが、実用上はｉＴ秒の近
傍であれば十分であることは言うまでもない０これまで
、ＭＳＫ符号を例にして本発明の詳細な説明してきたが
、伝送路符号として、例えばバイフェーズ符号を用いる
コトカできる。バイフェーズ符号を用いた場合には、第
３図に示した受信信号波形をＴ／２秒ずらせた波形が受
信信号波形となるので、パターン・チェックの方式をバ
イフェーズ符号特有のものにしなければならない。パタ
ーン・チェック回路１２は受信信号波形が相殺されるよ
うな波形の組み合わせを検出したときだけ＠１”を出力
する倫理回路を構成すれば、第４図に示したＭＳＫ符号
だ対するパターン・チェック回路と同等１（使用するこ
とができる。たてし、バイフェーズ符号の場合には、パ
ターン・チェック回路の入力信号はデータ信号だシアで
ある０バイフ工−ズ符号の場合には、さらに、セレクタ
１４の制御信号がＭＳＫ符号とは異なる。

すなわち、第３図の１．のサンプル点で受信信号が零の
値をとるかとらないかに依存してセレクタ１４は出力信
号を選択するが、バイフェーズ符号の場合はｔ、がシン
ボル波形の境界なので、連続した２個のシンボル波形に
対応してセレクタ１４　ｔｆｔ３１Ｊ御するための回路
を用いる必要がある。これらの符号以外の伝送路符号に
ついても同様に考えると、受信信号波形が相殺する受信
信号パターンを検出し、アダプティブ・フィルタ５の係
数更新を制御すれば、残留符号間干渉をある確率で正確
に取り出すことができることは明らかである。

（発明の効果） 以上１ト細に述べたように、本発明によれば、差信号に
ついて、現在の埴とｉ　Ｔ秒（ただしｉは正整数、Ｔは
データ周期）１）１の値との和又は差をとることにより
受信信号に含まれる残留符号間干渉成分は零でないある
正の値の確率で正確に抽出される。従って、前記の和又
は差を用い、さらに残留符号間干渉成分が正確に抽出さ
れるような受信信号波形の連続パターンを検出してサン
プリング位相に対応して前記の和又は差と前記差信号を
選択しつつ係数更新を行なってアダプティブ・フィルタ
を制御することにより、適応動作が保証され、複雑な制
御を必要とせず簡単でかつハードウェア規模が小さい判
定帰還による符号間干渉除去方法を提供できる。また、
本発明によれば、受信信号の零交差点をサンプル点に一
致させ、同時に過去の送出シンボル波形の系列に起因す
る符号間干渉だけでなく、シンボル波形内の干渉も除去
することができるから、伝送距離によらず判定タイミン
グ位相を常に最適に保持でき、クロック・ジッタに強い
という利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の一実施例を示すブロック図、−ンを
示す図、第４図はＭｓＫ符号に対するパターン・チェッ
ク回路を示すブロック図、第５図は第１図のアダプティ
ブ・フィルタ５の詳細を示すブロック図、第６図は係数
発生回路の詳細を示すブロック図、第７図は第１図のア
ダプティブ−フィルタ１８の詳細を示すブロック図、第
８図は判定帰還型等化上の従来例を示すブロック図であ
る。 図において、１・・・入力端子、２・・・減算器、３・
・・判定器、４・・・出力端子、５．１８・・・アダプ
ティブ呻ン、ｆルタ、８．．８□・・・、８．・・・サ
ンプル・ホールド回路％　９，１９・・・加與＝：Ｆ、
　　１０．　１５・・・極性検出回路、１），１４．１
７・・・セレクタ、１２・・・パターン・チェック回路
、１３．１６・・・スイッチをそれぞれ表わしている。 ＼−−一 オ　２　図 ７１−３　　図 オ　６　図 ７７　図

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）波形伝送時に発生する符号間干渉を除去する際に
   、符号間干渉を含んだ受信信号から擬似符号間干渉を差
   し引いて差信号を得た後、該差信号と該差信号を遅延さ
   せた遅延信号を加算もしくは減算して残留符号間干渉を
   求め、該残留符号間干渉の極性と前記差記号の極性との
   いずれか一方をサンプリング位相と前記差信号を復調し
   て得られる復調データ系列に基づいて選択して得た誤差
   信号と前記復調データ系列を受け、前記残留符号間干渉
   の極性を選択した場合には前記復調データ系列の特定の
   パターンを検出したときだけ係数を更新する第１のアダ
   プティブ・フィルタと、前記差信号の極性を受け、前記
   復調データ系列が特定の値フィルタを少なくとも備え、
   前記第１、第２のアダプティブ・フィルタの出力を加算
   して前記擬似符号間干渉を生成することを特徴とする判
   定帰還による符号間干渉除去方法。
2. （２）波形伝送時に発生する符号間干渉を除去する際に
   、受信信号と第１の擬似符号間干渉との差を得るための
   減算器と、前記受信信号を受け復調データを作り出す判
   定器と、該判定器から供給される前記復調データ及び第
   １の誤差信号を受け適応的に第２の擬似符号間干渉を生
   成するための第１のアダプティブ・フィルタと、前記減
   算器の出力を標本化して保持するための縦続接続された
   複数個のサンプル・ホールド回路と、前記減算器の出力
   と該縦続接続されたサンプル・ホールド回路の出力との
   和又は差を得るための演算器と、該演算器の出力信号の
   極性を検出する第１の極性検出回路と、前記極性検出回
   路の出力と零のいずれかを選択する第１のセレクタと、
   前記復調データを受けて該第１のセレクタを制御する信
   号を発生するパターン・チェック回路と、前記減算器の
   出力信号の極性を検出する第２の極性検出回路と、該第
   ２の極性検出回路の出力及び第２の誤差信号を受け適応
   的に第３の擬似符号間干渉を生成するための第２のアダ
   プティブ・フィルタと、前記第２の擬似符号間干渉と前
   記第３の擬似符号間干渉を加算して前記第１の擬似符号
   間干渉を生成する加算器と、前記第２の極性検出回路の
   出力と零のいずれかを前記復調データに基づいて選択す
   る第２のセレクタと、前記第１のセレクタの出力と前記
   第２の極性検出回路の出力のいずれかを前記復調データ
   に基づいて選択する第３のセレクタと、前記第２の極性
   検出回路の出力と前記第１のセレクタの出力と前記第３
   のセレクタの出力のいずれかを受信信号波形の位相に基
   づいて選択する第１のスイッチと、前記第２の極性検出
   回路の出力を受信信号波形の位相に基づいて前記第１の
   スイッチ又は前記第２のアダプティブ・フィルタ又は前
   記第２及び第３のセレクタに分配する第２のスイッチを
   具備し、前記第１のスイッチの出力を前記第１の誤差信
   号として前記第１のアダプティブ・フィルタに帰還し、
   前記第２のセレクタの出力を前記第２の誤差信号として
   前記第２のアダプティブ・フィルタに帰還することを特
   徴とする判定帰還による符号間干渉除去装置。