JPH0119470Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 本考案は伝送されてきたPCM信号を復調する
際、伝送過程で受けた波形のみだれを整形する波
形整形回路に関する。

PCM信号を伝送する過程において受けた波形
のみだれ、すなわち波形歪みはPCM信号をアナ
ログ信号に復調する（デジタル−アナログ変換）
際の復調精度を悪化させる要因となり、アナログ
信号の歪みを増加させる。そこで従来は伝送され
てきたPCM信号を一旦、波形整形回路に加えて、
伝送前のPCM信号とほとんど相似する信号に整
形する。この間の信号処理を第１図ａ〜ｅの波形
図を用いて説明すると、伝送前の原信号ａは伝送
過程において波形図ｂに示す如く減衰すると同時
に外来雑音の混入によつて歪みが増加する。この
PCM信号を減衰分を補うため増幅したとしても
波形図ｃのようになるため、原信号ではＰ期間に
のみパルス信号が存在するにもかかわらず、Ｑ期
間に存在する瞬時ノイズパルスにも信号が存在す
るものとして誤動作し、又、パルス幅も原信号と
は異なるものとなるので、信号ｃからローパスフ
イルタで瞬時歪を除去し（波形図ｄ）、比較器を
用いた波形整形回路で波形整形して波形図ｅに示
す如く伝送前の原信号とほぼ相似するPCM信号
を得るようにしていた。ただ上述した波形整形回
路の比較器への基準電圧すなわち波形図ｄに示す
スライスレベルを適切な値に設定しないと位相特
性、耐雑音特性が悪化して波形整形した効果が全
く損なわれてしまう。しかも伝送されてくる
PCM信号の基準電流レベルは一定でなく、又振
幅変動もあるため、常時一定のスライスレベルで
は信号に対して常に最適なスライスレベルを設定
したことにならず、上述した波形整形の効果を損
うこととなつた。そこでPCM信号を直流再生し
たり、AGCを用いて直流レベルの変動、振幅変
動を補正することが試みられているが、これらの
方法はいずれも大きな時定数を有しており伝送速
度が速いと追従できなくなり伝送特性を悪化させ
ることとなつていた。一方、入力信号の波形占有
率の変化に係らず一定の波形占有率を有するよう
にした波形整形回路が例えば特開昭50−8454号公
報に示されている。この回路は入力信号をスレツ
シヨルドレベルにより波形整形して矩形波を得、
その直流平均値により上記スレツシヨルドレベル
を制御して入力信号の波形占有率を一定にするも
のである。しかしスレツシヨルドレベルを制御す
るための直流平均値を得るためには少なくとも入
力信号を一周期以上の間計測する必要があり、入
力信号の高周波化には限界があつた。

本考案は上述した従来の波形整形回路の欠点を
除去するものであり、高周波のPCM信号に対し
て十分追従できる波形整形回路を提供することに
ある。すなわち、本考案では直流再生、AGC等
のように信号の直流成分、振幅を変化させるので
はなく、波形整形の為のコンパレータの基準電圧
を変化させるようにしたため、信号波形に処理の
為のひずみを生じさせる事なく、整形波形が得ら
れる。また、本考案においては、一般にPCM信
号は伝送路の周波数帯域制限により高調波成分が
減じられ正弦波に近い波形となり、その微分値の
絶対値が最大となるレベルが振幅上波形中心とな
る点に注目し、PCM信号の電圧レベルが基準電
圧Ｅ１からＥ２に達する時間Ｔ１と、Ｅ２からＥ
３に達する時間Ｔ２（Ｅ１＞Ｅ２＞Ｅ３）との時
間差を計測し、該時間差が所定値となるよう該時
間差に基づき基準電圧Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を制御す
るよう構成したもので、この時間差は正弦波状の
PCM信号の1/2周期部分の中心レベル付近の一部
の波形部のみを観測することにより得られるため
時間差の計測に要する時間は短く、従つて伝送速
度の向上及び信号周波数の増加に充分対応できる
ものである。

次に本考案を図面を参照して詳細に説明する。

先ず、第２ａ図はスライスレベルが適正な場
合、第２ｂ図は不適正な場合を示す。尚、第２
ａ，２ｂ図においてイはPCM原信号、ロは伝送
過程で雑音等により歪んで正弦波形状となつた原
信号、ハはスライスレベルＳでロの信号を波形整
形したものである。

第２ｂ図ではPCM信号の直流基準レベル等が
変動し入力信号の振幅が変動したため、スライス
レベルＳでは最適値（点線Ｓ１）よりも高くな
り、波形整形後のパルス幅は原信号より狭くな
る。そこでこの場合入力信号（第２ａ図、第２ｂ
図ロのレベルの低下幅を検出し、検出値に応じて
スライスレベルを適正に修正する必要がある。

このような修正を自動的に行う本考案による波
形整形回路を第３図に、第４ａ図および第４ｂ図
にはその動作を説明するための各部の波形図を示
す。

第３図の回路において、３個のコンパレータ１
６，１８，２０の各々の非反転入力には入力端子
２を介して第４ａ図、第４ｂ図イに示す、伝送路
を経て入力された入力PCM信号が印加され、一
方、それらの反転入力には直流電源４，６の出力
電圧2Vを抵抗８，１０，１２，１４で分圧し互
いに一定の電位差をもつた電圧Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３
（Ｅ１＞Ｅ２＞Ｅ３）がそれぞれ基準電圧として
与えられる。

コンパレータ１６は入力PCM信号電圧と基準
電圧Ｅ１を比較してその差電圧を出力し、それは
インバータ２２を介してアンドゲート２６の一方
入力に与えられる。コンパレータ１８は入力
PCM信号電圧と基準電圧Ｅ２を比較して差電圧
を出力し、それは一方で直接アンドゲート２６の
他方入力へ、他方はインバータ２４を介してアン
ドゲート２８の一方入力へ与えられる。コンパレ
ータ２０は入力PCM信号電圧と基準電圧Ｅ３と
を比較してその差電圧をアンドゲート２８の他方
入力に与える。アンドゲート２６の出力は抵抗３
０とコンデンサ３２から成る積分器を介して差動
アンプ３８の反転入力へ、アンドゲート２８の出
力は抵抗３４とコンデンサ３６から成る積分器を
介して差動アンプ３８の非反転入力へ接続されて
いる。。差動アンプ３８の出力は抵抗４０を介し
て抵抗１０，１２の接続点へ接続されて基準電圧
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を制御するよう構成されてい
る。一般にPCM等のデジタル信号（２値信号）
は伝送路の周波数帯域制限によつて高調波成分が
減じられ、第４ａ図、第４ｂ図イに示すように基
本波成分を多く含む正弦波に近い波形で伝送され
てくる（第４ａ図、第４ｂ図イは正弦波の1/2波
長を示す）。従つてこの正弦波形の時間による微
分値の絶対値が最大となるレベルが振幅上波形中
心となる。そこで本考案では上記の如く波形整形
用比較器１８の基準電圧Ｅ２より高い基準電圧Ｅ
１を有する比較器１６と、比較器１８の基準電圧
より低い基準電圧Ｅ３を有する比較器２０とを備
え、基準電圧Ｅ２をスライスレベルとして、入力
信号イのレベルがＥ１からＥ２に達する時間Ｔ１
とＥ２からＥ３に達する時間Ｔ２とを測定し、Ｔ
１とＴ２とが同等（Ｅ２がＥ１とＥ３との中間信
号レベルに位置した時、Ｅ２を適正スライスレベ
ルとした時）又は所定の差（Ｅ２がＥ１とＥ２
（中間信号レベルを除く）との間の所定信号レベ
ルに位置した時、Ｅ２を適正スライスレベルとし
た時）になるようにＥ１，Ｅ２，Ｅ３を制御して
スライスレベルを波形中心に設定する。

即ち、コンパレータ１６，１８，２０はそれぞ
れ入力信号レベルが基準電圧Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３以
上の間ハイレベル信号を出力し、アンドゲート２
６は入力信号レベルが基準電圧Ｅ１以下、Ｅ２以
上の間ハイレベル信号を出力し、アンドゲート２
８は入力信号レベルが基準電圧Ｅ２以下、Ｅ３以
上の間ハイレベル信号を出力する。従つてアンド
ゲート２６の出力パルス幅は入力信号が基準電圧
Ｅ１からＥ２（又はＥ２からＥ１）に達するに要
する時間Ｔ１を示し、アンドゲート２８の出力パ
ルス幅は入力信号が基準電圧Ｅ２からＥ３（又は
Ｅ３からＥ２）に達するに要する時間Ｔ２を示
し、これら出力パルスはそれぞれ対応する積分器
で平滑され時間Ｔ１，Ｔ２にレベルが比例する直
流電圧として差動アンプ３８に与えられ、差動ア
ンプは時間Ｔ１とＴ２の差に応じた出力電圧を抵
抗４０を介して出力し、時間差が零となるようス
ライスレベルを制御する。

例えば第４ａ図イに示すように入力信号に対し
て基準電圧Ｅ２（スライスレベル）が適正値、即
ち入力信号の中心レベルになつている場合、第４
ａ図ロに示す様にアンドゲート２６，２８の出力
パルス時間幅Ｔ１，Ｔ２は等しく、従つて差動ア
ンプ３８の反転入力及び非反転入力への直流電圧
レベルは等しくその出力は零となるため、基準電
圧Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３は変更されずスライスレベル
は保持される。

一方例えば第４ｂ図イに示すようにスライスレ
ベルが入力信号の中心レベルより高くなつている
と、即ち入力信号レベルが低下すると、アンドゲ
ート２６の出力パルス時間幅Ｔ１′はアンドゲー
ト２８の出力パルス時間幅Ｔ２′より長くなるた
め、差動アンプ３８の反転入力への直流電圧が非
反転入力よりも大きくなり差動アンプは第４ｂ図
ニに示すように時間幅Ｔ１′とＴ２′の差に対応し
た負電圧を出力する。従つて、基準電圧Ｅ１，Ｅ
２，Ｅ３は低いレベルに動きスライスレベルを適
正値とする。

同様に、スライスレベルが入力信号の中心レベ
ルより低くなると、アンドゲート２８の出力パル
ス幅がアンドゲート２６より長くなり、差動アン
プ３８は正電圧を出力するため、基準電圧Ｅ１，
Ｅ２，Ｅ３が上昇しスライスレベルを高い方向に
移動する。

以上の様に、コンパレータ、インバータ、アン
ドゲートを有する回路は、入力信号のスライスレ
ベルを中心とした上下の基準電圧間の到達時間を
計測し、それが、等しければスライスレベルが適
正値であると判断してスライスレベルを現在値に
保持し、異なれば不適正であると判断し差動アン
プを介して補正するものである。

尚、上記の例では基準電圧Ｅ１からＥ２に達す
るまでの時間Ｔ１と基準電圧Ｅ２からＥ３に達す
るまでの時間Ｔ２との時間差が零になるよう制御
したが、時間差が零以外の所定値になるよう制御
しても良く、この場合差動アンプの入力の一方に
所定の直流バイアス電圧を印加するようにすれば
良い。

本考案は、以上の様に時間差に従つて基準電圧
Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を可変にすることで基準電圧Ｅ
２をスライス電圧レベルとして常に適正な値とし
て正確なPCM信号を再生できるようにしたもの
であり、スライスレベル制御のための時間差が入
力信号の1/2周期部分の中心付近の一部の波形部
を観測して得られるため応答速度が早く、伝送速
度の増加、入力信号の高周波化に充分対応できる
ものである。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２ａ図、第２ｂ図はPCM伝送にお
けるデジタル処理を示す信号波形図、第３図は本
考案によるPCM用波形整形回路の典型的実施例
の回路図、第４ａ図、第４ｂ図は本考案のPCM
用波形整形回路の動作を説明する信号波形図であ
る。

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】
1. PCM信号の信号波形を整形するために比較器
   を用いた波形整形回路において、一方の入力端子
   にPCM信号が与えられ他方の入力端子に基準電
   圧Ｅ２が与えられる第１比較器と、一方の入力端
   子に前記PCM信号が与えられ他方の入力端子に
   前記基準電圧Ｅ２より大きい基準電圧Ｅ１が与え
   られる第２比較器と、一方の入力端子に前記
   PCM信号が与えられ他方の入力端子に前記基準
   電圧Ｅ２より小さい基準電圧Ｅ３が与えられる第
   ３比較器と、該各比較器の出力信号変化を検出し
   て前記各比較器に入力されたPCM信号の電圧レ
   ベルがＥ１からＥ２に達する時間Ｔ１とＥ２から
   Ｅ３に達する時間Ｔ２を測定する装置と、前記Ｔ
   １とＴ２との時間差を測定して該時間差に基づき
   前記各基準電圧Ｅ１，Ｅ２，Ｅ３を可変制御する
   装置とを具備し、前記Ｔ１とＴ２との時間差が常
   に所定値となるように各基準電圧Ｅ１，Ｅ２，Ｅ
   ３を可変することにより前記基準電圧Ｅ２を前記
   PCM信号のスライス電圧レベルとして第１比較
   器より波形整形出力を得るようにしたことを特徴
   とする波形整形回路。