JPH01206874A - サイクロコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、交流電動機等に可変電圧可変周波数の交流電
力を供給するサイクロコンバータの制御方法に関する。

（従来の技術） 従来の三角結線形循環電流式サイクロコンバータとして
は、特開昭５８−５８６２１号公報、特開昭５８−６０
３２８号公報、特開昭６０−３９３６８号公報、特開昭
６０−３９６３９号公報、特開昭６０−３９３７０号公
報、特開昭６０−３９３７１号公報に記載されたものが
ある。

これらの公報に記載されたものは、いずれも三角結線形
サイクロコンバータに流れる循環電流を制御することに
より、入力側の無効電流を制御することにより、入力側
の無効電力を調整し、受電端に接続された進相コンデン
サとともに入力力率を１に保持しようとするものである
。

このサイクロコンバータの特長は ■　正逆コンバータで構成される３相出力サイクロコン
バータに比較すると、素子数が半分で済むため、安価な
装置を提供できる。

■　循環電流を調整することにより、入力側の無効電力
を制御し、進相コンデンサの一定の進み無効電力と合わ
せて、入力力率＝１の運転ができ、電源系統の設備容量
を低減させることができる。

■　非循環電流式サイクロコンバータに比較すると、出
力電圧の波形歪みが小さく、出力周波数の上限値を高く
とることができる。

■　サイクロコンバータを構成する素子（サイリスク）
は、電源電圧を利用して自然転流するため、信頼性が高
く、大容量化が容易である。

等が挙げられる。

これらの特長を活かして、最近では、交流可変速電動機
等の駆動電源として、三角結線形循環電流式サイクロコ
ンバータが利用されるようになってきた。

（発明が解決しようとする課題） しかし、上記従来の三角結線形循環電流式サイクロコン
バータにおいて、入力力率を常に１に保持しようとする
場合、当該サイクロコンバータの負荷が重い場合には、
循環電流は小さくなり、負荷が軽い場合には、循環電流
は大きくなる。

この結果、非循環式サイクロコンバータに比較すると、
軽負荷時の損失が大きくなり、効率の悪い運転を余儀無
くされる。

このことは、軽負荷運転が長く続く用途において特に問
題となり、入力力率＝１の運転より効率の良い運転を望
む傾向にある。

しかし、非循環式サイクロコンバータでは出力周波数の
上限値（一般には入力周波数の１／３程度が上限値と言
われている）が低いので、あまり採用されない。

そこで、上記軽負荷時の運転効率を高める方法の１つと
して、サイクロコンバータの循環電流を最小の一定値に
制御する方法がある。この方法によれば、負荷の大小に
かかわらず、循環電流は一定値となり、軽負荷の損失は
軽減される。しかし、循環電流＝一定とした場合、入力
力率を常に１に保持できないばかりでなく、出力周波数
に同期した入力側の無効電力変動が現われ、入力電流に
低次高調波（基本波まわりの側帯波）を発生させる。

この低次高調波はフィルタ等によって除去することが難
しく、電源電圧歪みを発生させる原因となり、同一系統
に接続された電気機器に種々の悪影響を及ぼす。

従って、本発明は、上記問題点に鑑みてなされたもので
、循環電流式サイクロコンバータの特長を保ちながら、
軽負荷時の運転効率を向上させ、かつ、サイクロコンバ
ータの出力周波数に依存する入力側の無効電力変動をな
くし、入力電流に含まれる低次高調波（基本波まわりの
側帯波）を除去するサイクロコンバータの制御方法を提
供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明は、複数の交流−直
流電力変換器を三角結線して構成された循環電流サイク
ロコンバータにおいて、各交流−直流電力変換器の出力
電流の和が、負荷に供給される電流の波高値に対応した
値となるよう制御するサイクロコンバータの制御方法を
提供する。

（作　　用） このようなサイクロコンバータの制御方法においては、
サイクロコンバータの循環電流は、出力周波数に同期し
て変化し、入力側の無効電力変動を抑制するように働ら
く。故に、出力周波数に依存するサイクロコンバータの
入力側の無効電力変動はなくなり、入力電流に含まれる
低次高調波（基本波まわりの側帯波）が除去される。

一方、サイクロコンバータの循環電流の平均値は、軽負
荷時でも増大することはなく、効率の良い運転が可能と
なる。

（実　施　例） 以下、本発明の一実施例を図面を用いて説明する。

第１図及び第２図は、本発明の一実施例である三角結線
形循環電流式サイクロコンバータ装置を示す構成図であ
る。

第１図中、ＢＵＳは三相交流電流の電線路、Ｔｒはトラ
ンス、ＣＣはサイクロコンバータ、Ｍは交流電動機であ
る。サイクロコンバータＣＣは、３台の交流−直流電力
変換器（以下、他励コンバータという）ＳＳ□〜ＳＳ、
及び直流リアクトルＬ１〜Ｌ。

で構成されている。

また、制御回路は、第２図に示したように、乗算器ＭＬ
工〜ＭＬ３．比例増幅器Ｋ、比較器Ｃ１〜Ｃい電流制御
補償回路Ｇｕ’（ｓ）　、　Ｇｖ（ｓ）　、　Ｇｗ（ｓ
）　、　ＧＴ（９）、加減算器Ａよ〜Ａい位相制御回路
ＰＨ１〜ＰＨ□から構成される装置 位相制御回路ＰＨ，〜ＰＨ，の各出力信号α、〜α３は
、他励コンバータＳＳ１〜ＳＳ、の点弧位相信号となる
。

まず、交流電動機Ｍに供給される負荷電流工。。

ＩＶｔ　Ｉｗの制御動作を説明する。

乗算器札、〜ＭＬ３には、負荷電流の波高値指令工。

と、三相の単位正弦波φυ、φＶ、φ讐が入力される。

サイクロコンバータＣＣの出力周波数をｆｏとした場合
、三相単位正弦波φＵ、φＶ、φＶは次式のように表わ
される。ただし、ω。＝２πｆ０とする。

φυ＝ｓｉｎ（ω。・ｔ）　　　　　　　　・・・　■
φヮ＝ｓｉｎ（ω。・ｔ　−２π／３）　　　　　・・
・　■φ１＝ｓｉｎ　（ω。・し＋２π／３）　　　　
　・・・　■従って、乗算器ＭＬ、〜ＭＬ、の出力信号
すなわち、負荷電流指令値工υ＊、　工ｖ＊及びニーは
、次式のように与えられる。

Ｉｕ＊＝Ｉ、　・ｓｉｎ　（（１１゜−ｔ）　　　　　
　　−（４）Ｉｖ＊＝１．　・　ｓｉｎ　　（（１）。

・　ｔ　　−２π／３）　　　　−■Ｉｗ”＝Ｉ、・５
ｉｎ（ｃ＋＋。・ｔ　＋２７Ｃ／３）　　−（６）比較
器０１〜Ｃ１によって負荷電流検出値工υｒ　ＩＶ＋Ｉ
ｗと、上記各電流指令値ＩＵ＊＋　ＩＶ’＋　Ｉ−が各
々比較され、その偏差εＵ”ＩＵ＊ＩＬＩ＋　εＶ＝Ｉ
Ｖ”　　ＩＶｔεＷ　”　１ｗ＊　−工ｗが１次の電流
制御補償回路Ｇｕ（ｓ）　ＩＧｖ　（Ｓ）　、Ｇｖ　（
ｓ）に入力される。

Ｕ和食荷電流の電流制御補償回路Ｇυ（Ｓ）は、上記偏
差ευを比較増幅（倍率をにυとする）し、加減算器Ａ
１及びＡ３に入力する。

Ｉｕ”）Ｉｕの場合、偏差ευは正の値となり１位相制
御回路ＰＨ１の入力Ｖα、を増加させ、かつＰＨ，の入
力Ｖα、を減少させる。他励コンバータＳＳ□〜ＳＳ３
の出力電圧■１〜Ｖ、は、位相制御により、各位相制御
回路ＰＲ，〜ＰＨ□のび。１〜Ｖ（１３の値に比例する
ので、Ｖえが増加し、■３が減少する。この結果、Ｕ和
食荷電流工。＝１１〜■、は増加し、Ｉｕ”＝Ｉυ京と
なるように制御される。

■υ権Ｉυとなった場合、偏差εＵは負の値となり、出
力電圧ｖ３を増加させ、・　Ｖよを減少させる。故に、
電流Ｉυは減少し、　やはり、工υＨｘυ木となるよう
に制御される。

指令値工υ末を（イ）式のように与えれば、Ｕ相電流Ｉ
ｕは、それに追従して、正弦波状に制御される。

■相及びＷ相の負荷電流ＩＶ＋　ＩＷも同様に制御され
る。

なお、定常状態においては、３台の他励コンバータＳＳ
□〜ＳＳ、の出力電圧ｖ１〜Ｖ、は、平衡を保っており
、 ■□＋Ｖ２＋Ｖ３＝Ｏ・・・　■ の関係を有し、三角結線内を流れる循環電流■。を増減
させることはない。

本実施例では、サイクロコンバータＣＣの循環電流Ｉ１
１を制御する代りに３台の他励コンバータＳＳ１〜ＳＳ
、の出力電流■、〜工、の和電流ＩＴ＝１１＋　Ｉ、　
＋　Ｉ、を制御している。

次に、その和電流制御の動作を説明する。

和電流指令値ＩＴは、前記負荷電流の波高値指令■、を
比例増幅することにより与えられる。比例増幅器には、
そのためのものである。

工、木＝Ｋ　・　工、　　　　　　　　　　　　　　　
　　　　　・・・　　（ハ）各コンバータＳＳ、〜ＳＳ
１の出力電流工、〜Ｉ３を検出し、その和をとって、比
較器Ｃ４に入力する。比較器Ｃ４は、和電流検出値Ｉ７
　”　Ｉｌ　＋　Ｉ２　＋　Ｌと、和電流指令値Ｉ７京
を比較し、その偏差εＴ　＝　ＩＴ＊ＩＴを電流制御補
償回路にＧＴ（ｓ）に入力する。

電流制御補償回路ＧＴ（！３）は、比較要素あるいは積
分要素が用いられるが、ここでは、説明を簡単にするた
め、比例要素に丁を用いる。電流制御補償回路ＧＴ（Ｓ
）の出力ＫＴ−ｔ７は、加算器Ａ４〜Ａ６を介して、位
相制御回路円（、〜ＰＨ，に入力される。故に、ＰＨ０
〜ＰＨ，の入力信号Ｖα、〜？７ｏ３は、次式で表わさ
れるようになる。ただし、負荷電流制御補償回路Ｇｕ（
ｓ）、　Ｇｖ（ｓ）、　Ｇｙ（ｓ）は比較要素のみとし
、その倍率をに、とする。

Ｚ’　Ｃ１ｘ　＝　Ｋ　Ｉ−（ευ−εｖ）＋ＫＴ参ｔ
７　　　・・・　（９）？αｚ＝ＫＬ（εソー　ｉ　１
）　＋に７・εＴ　　　−（１０）ｕ　ａ３＝　ＫＬ（
εＶ−εｕ）＋ＫＴ’ＥＴ　　　・−（１１）なお、０
〜（１１）式の右辺第１項は、負荷電流を制御するため
のものである。右辺第２項が、和電流制御に関係する。

和電流ＩＴは、３台の他励コンバータＳＳ１〜ＳＳ、の
出力電圧ｖ１〜ｖ３の和によって制御される。

（９）〜（１１）式の和をとると、 Ｖα、＋ｙαｚ　＋　’！’　ａ３＝　３に７・εＴ　
　　・・・（１２）となり、３台の他励コンバータＳＳ
１〜ＳＳ、の出力電圧ノ和ｖ丁＝■１＋ｖ２＋ｖ、は、
偏差Ｅ７に比例する。

ＩＩ木＞Ｉ丁となった場合、偏差６丁は正の値となり。

和電圧ｖ丁を増加させ、循環電流工。を増加させる。

故に、各コンバータの出力電流工□〜■３も増大し、結
果的に和電流ＩＩが増加し、ＩＴ弁ＩＴ’となるように
制御される。

逆に、ＩＴ４５ｒとなった場合、偏差εＴは負の値とな
り、和電流Ｖ丁を減少させ、循環電流工。を減少させる
。故に、和電流工Ｔが減少し、やはり工Ｔ押工Ｔ束とな
るように制御される。

第３図は、本実施例の各部の電流波形の一例を示すもの
で、工υ＊　ＩＶｙ　ＩＷは三相負荷電流＋１１’？Ｉ
２’ＴＩ３′は、負荷電流に依存する各コンバータの出
力電流（循環電流を零とした場合の各コンバータの出力
電流）　、　ＩＴ’は、その出力電流の和（ＩＴ’＝工
□’　＋Ｉ２’　＋Ｉ３’）　、　１．町よ和電流指令
値、■。は循環電流の各波形を表わす。

循環電流■。を零とした場合、３つのモードに分けて、
波形を分析することができる。

モード■（Ｉｕ≧Ｏ、Ｉｗ＜　Ｏ）では、Ｌ’　＝■、
、　Ｉ２′＝−Ｉす、Ｉ、’＝Ｏとなる。

モード■（Ｉｖ≧Ｏ，Ｉｕ＜Ｏ）では、■、＝　Ｏｔ　
Ｉ２′”　Ｉｖ　、Ｉｓ　’　＝−Ｉｕとなる。

モード■（Ｉｗ≧Ｏ、ＩＶ＜　Ｏ）では、■１′＝−工
ｖ。

Ｌ　’　＝　Ｏ＃　Ｉ３　’　＝　ＩＩとなる。

この結果、循環電流工。＝０のときの３台の他励コンバ
ータＳＳ工〜ＳＳ、の出力電流の和ＩＴ’＝Ｉ□’＋Ｉ
２’＋工、′は、上記３つのモードで同一波形となる。

すなわち、最大値Ｊ３１．（Ｉ、は負荷電流波高値）、
最小値（Ｊ３　／　２）　１．どなる。

ここで、３台の他励コンバータｓｓ１〜ｓｓ、の出カ電
流ノ和ＩＴ＝工、＋Ｌ十Ｉｉ、Ｊ３−Ｉ、トナルヨウニ
制御した場合、循環電流工。は、 ＝−（Ｊ３　・　Ｉ、−Ｉ丁′）　　　　　　　　　　
　　　・・・（１３）となり、第３図の最下段の波形の
ようになる。すなわち、最小値＝０．最大値＝　（Ｊ’
Ｊ／６）ｒ、となる。

サイクロコンバータＣＣの入力側の無効電力ＱＣＣは、
次式のように表わされる。

Ｑｃｃ＝Ｋｇ（Ｉ、・ｓｉｎα１＋Ｉ、・ｓｉｎα、＋
Ｉ、・ｓｉｎα、）・・・（１４） ここで、ＫＱは比例定数、α、〜α３は各他励コンバー
タＳＳ工〜ＳＳ、の点弧位相角、Ｉユ〜工、は各他励コ
ンバータＳＳ工〜ＳＳ３の出力電流である。

点弧位相角α１〜α３も刻々と変化し、入力側の無効電
力に影響を与えるが、大きく影響するのは。

電流値Ｉ工〜Ｉ□である。すなわち、サイクロコンバー
タＣＣは電源電圧を利用して自然転流しているが、その
転流余裕角をとるため、３０°≦α≦１５０″′の範囲
で制御されることが多い。故に、ｓｉｎαとしては、０
．５〜１の範囲で変化する。しかもα□〜α３は、同時
に同じ値になることなく、入力側の無効電力への影響は
平均値されてしまう。従って、（１４）式は（１５）式
のように近似できる。

Ｑｃｃ＝に＠’　（Ｉ、　＋Ｉ、　＋Ｉ、）　　　　　
　　”’　（１５）にＱ′は比例定数 従来の制御方法のように、循環電流工。を一定に制御し
た場合、和電流ＩＴは、 ＩＴ＝Ｉよ＋１．＋１．＝３・工。ご■１′＋Ｉ２′÷
１．１　　・・・（１６）となり、Ｉ丁’　＝Ｉ、’　
＋Ｉ、’　＋Ｉ、’の変動分が、そのまま入力側の無効
電力Ｑｃｃの変動となって現われ、入力電流の低次の高
調波を増大させる。

従って、本実施例の制御方法によれば、和電流指令値Ｔ
＊を負荷電流の波高値指令■、に比例させて一定に与え
ているため、和電流■↑もそれに従い一定に制御される
。従っ゛て、入力側の無効電流Ｑｃｃの変動はなくなり
、入力電流の低次高調波成分を除去することができる。

また、サイクロコンバータＣＣの循環電流工。は第３図
に示したように変化するが、その平均値は、負荷電流の
波高値工、に大略比例する。従って、軽負荷時の循環電
流工。は小さくなり、損失もほとんど発生しなくなる。

負荷が重くなると、循環電流工。の平均値が増え、損失
も大きくなる方向にあるが、サイクロコンバータＣＣの
出力が大きいところでの運転であるため、その損失の増
大は無視できる。むしろ、負荷が重くなった場合、入力
側の無効電力変動を抑制し、入力電流の低次の高調波成
分を除去することにより、電源系統への悪影響をなくす
効果は大きい。

〔発明の効果〕

以上述べたように、本発明によれば、三角結線形循環電
流式サイクロコンバータの特長を損うことなく、軽負荷
時の運転効率を向上させることができ、かつ出力周波数
に依存する入力電流の低次高調波成分を除去することが
可能となり、電源系統への種々の悪影響を取り除くこと
ができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例の主回路を示す構成図、第２
図は、本発明の一実施例の制御回路を示す制御ブロック
図、第３図は、本発明の一実施例の動作を示すタイムチ
ャートである。 ＢＵＳ・・・三相交流電源の電線路 Ｔｒ・・・トランス ＣＣ・・・サイクロコンバータ ＳＳ□〜ＳＳ３・・・他励コンバータ（交流直流電力変
換器）Ｌ１〜Ｌ３・・・直流リアクトル Ｍ・・・交流電動機　　　　ＭＬ１〜ＭＬ、・・・乗算
器Ｋ・・・比例増幅器　　　　０１〜Ｃ２・・・比較器
Ｇｕ（ｓ）、　Ｇｖ（ｓ）、　Ｇｗ（ｓ）、　ＧＴ（ｓ
ｌ・・電流制御補償回路Ａ□〜Ａ６・・・加減算器 ＰＨ１〜ＰＨ，・・・位相制御回路 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　第子丸　健

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 複数の交流−直流電力変換器を三角結線して構成した循
   環電流式サイクロコンバータにおいて、前記各交流−直
   流電力変換器の出力電流の和が、負荷に供給される電流
   の波高値に対応した値になるよう制御することを特徴と
   するサイクロコンバータの制御方法。