JPS6039372A - 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 - Google Patents
循環電流式サイクロコンバ−タ装置Info
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- JPS6039372A JPS6039372A JP14656183A JP14656183A JPS6039372A JP S6039372 A JPS6039372 A JP S6039372A JP 14656183 A JP14656183 A JP 14656183A JP 14656183 A JP14656183 A JP 14656183A JP S6039372 A JPS6039372 A JP S6039372A
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野〕
本発明は受電端の無効電力がほぼ一定になるようにした
循環電流式の三角結線サイクロコンノ（−夕装置に関す
る。
循環電流式の三角結線サイクロコンノ（−夕装置に関す
る。
し発明の技術的背景〕
サイクロコンバータはある周波数の交流電力を別の周波
数の交流電力に直接変換する周波数変換装置で、誘導電
動機や同期電動機の駆動電源として広く使われている。
数の交流電力に直接変換する周波数変換装置で、誘導電
動機や同期電動機の駆動電源として広く使われている。
三角結線サイクロコンバータは３台の交直電力変換器（
コンバータ）を△結線して３相負荷に可変電圧可変周波
数の交流電力を供給する装置で、一般に使われているサ
イクロコンバータ（正群及び負群コンバータを対として
出力１相分を構成するサイクロコンバータ）に比較する
と、コンノ（−タの台数が半分で済む利点があり、最近
、注目をあびるようになってきた。特に循環電流式の三
角結線サイクロコンバータは出力側の高調波が小さいこ
と及び循環電流を利用して受電端の無効電力制御ができ
る等の利点があり、誘導電動機や同期電動機の駆動電源
として大いに活用できるものである。（特願昭５６−１
５８６９２） 〔背景技術の問題点〕 三角結線サイクロコンバータの公知例として、上に示し
た特願昭５６−１５８６９２があるが、これには次のよ
うな問題点があった。
コンバータ）を△結線して３相負荷に可変電圧可変周波
数の交流電力を供給する装置で、一般に使われているサ
イクロコンバータ（正群及び負群コンバータを対として
出力１相分を構成するサイクロコンバータ）に比較する
と、コンノ（−タの台数が半分で済む利点があり、最近
、注目をあびるようになってきた。特に循環電流式の三
角結線サイクロコンバータは出力側の高調波が小さいこ
と及び循環電流を利用して受電端の無効電力制御ができ
る等の利点があり、誘導電動機や同期電動機の駆動電源
として大いに活用できるものである。（特願昭５６−１
５８６９２） 〔背景技術の問題点〕 三角結線サイクロコンバータの公知例として、上に示し
た特願昭５６−１５８６９２があるが、これには次のよ
うな問題点があった。
ａ）従来の装置ではサイクロコンノく一夕の受電端の無
効電力を制御するだめに、まず、当該受電端の無効電力
検出器が必要となる、そのために、交流電源の電線路に
３相交流電圧を検出する変成器や３相交流電流を検出す
る変流器を設けなければならず、さらに当該電圧、電流
から無効電力をめる無効電力演算器を用意しなければな
らなかった。従って、装置の構成が複雑となり、高価な
システムとならざるを得なかった。
効電力を制御するだめに、まず、当該受電端の無効電力
検出器が必要となる、そのために、交流電源の電線路に
３相交流電圧を検出する変成器や３相交流電流を検出す
る変流器を設けなければならず、さらに当該電圧、電流
から無効電力をめる無効電力演算器を用意しなければな
らなかった。従って、装置の構成が複雑となり、高価な
システムとならざるを得なかった。
ｂ）また、上記無効電力制御回路からの出力信号をサイ
クロコンバータの循環電流の指令値として、当該サイク
ロコンバータの実際の循環電流をその指令値に一致させ
るように制御しているが、負荷電流が流れることにより
、循環電流制御系に外乱を発生させ、正確な制御ができ
なかった。
クロコンバータの循環電流の指令値として、当該サイク
ロコンバータの実際の循環電流をその指令値に一致させ
るように制御しているが、負荷電流が流れることにより
、循環電流制御系に外乱を発生させ、正確な制御ができ
なかった。
Ｃ）さらに、当該三角結線サイクロコンバータの循環電
流を正確に検出することはむずかしく、公知例（特願昭
５６−１５８６９２ ）の第６図及び第７図にその検出
器の例が示されているが、特に線電流ＩＵ）工ｖＩＩＷ
の正負を判別する信号ＳＧ、 、 ＳＧ２． ＳＧ。
流を正確に検出することはむずかしく、公知例（特願昭
５６−１５８６９２ ）の第６図及び第７図にその検出
器の例が示されているが、特に線電流ＩＵ）工ｖＩＩＷ
の正負を判別する信号ＳＧ、 、 ＳＧ２． ＳＧ。
を得ることがむずかしく、当該電流Ｉｏ＋Ｉｖ＋Ｉｗ
の脈動により、当該信号が乱れ、うまく循環電流を検出
できない等の問題が生じる。当該循環電流を検出する別
の方法も考えられるが、いずれも複雑な演算回路を必要
とし、装置の信頼性を低下させ、６ 経済的にも高価な
ものとならざるを得ない。
の脈動により、当該信号が乱れ、うまく循環電流を検出
できない等の問題が生じる。当該循環電流を検出する別
の方法も考えられるが、いずれも複雑な演算回路を必要
とし、装置の信頼性を低下させ、６ 経済的にも高価な
ものとならざるを得ない。
し発明の目的〕
本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、受電端
の無効電力検出器及びサイクロコンバータの循環電流検
出器を用いるととなく、当該サイクロコンバータの受電
端の無効電力をほぼ一定値に保持することができる循環
電流式サイクロコンバータ装置を提供することを目的と
する。
の無効電力検出器及びサイクロコンバータの循環電流検
出器を用いるととなく、当該サイクロコンバータの受電
端の無効電力をほぼ一定値に保持することができる循環
電流式サイクロコンバータ装置を提供することを目的と
する。
本発明は上記目的を達成するために、三相負荷に接続さ
れ少なくとも３台の交直電力変換器（コンバータ）によ
って三角結線された循環電流式サイクロコンバータ本体
と、当該三相負荷に供給すべき電流を制御する負荷電流
制御回路と、前記各コンバータの出力電流の和を制御す
る和電流制御回路と、上記負荷電流制御回路及び和電流
制御回路からの出力信号に応じて各コンバータの点弧位
相を制御する位相制御回路とから構成される循環電流式
サイクロコンバータ装置で、上記三相負荷の状態に応じ
て前記和電流制御回路の和電流指令値を調整し、前記サ
イクロコンバータの受電端の無効電力がほぼ一定になる
ようにしたことを特徴とした循環電流式サイクロコンバ
ータ装置である。
れ少なくとも３台の交直電力変換器（コンバータ）によ
って三角結線された循環電流式サイクロコンバータ本体
と、当該三相負荷に供給すべき電流を制御する負荷電流
制御回路と、前記各コンバータの出力電流の和を制御す
る和電流制御回路と、上記負荷電流制御回路及び和電流
制御回路からの出力信号に応じて各コンバータの点弧位
相を制御する位相制御回路とから構成される循環電流式
サイクロコンバータ装置で、上記三相負荷の状態に応じ
て前記和電流制御回路の和電流指令値を調整し、前記サ
イクロコンバータの受電端の無効電力がほぼ一定になる
ようにしたことを特徴とした循環電流式サイクロコンバ
ータ装置である。
第１図は、本発明の循環電流式サイクロコンバータ装置
の実施例を示す構成図である。
の実施例を示す構成図である。
図中、ＢＵＳは３相交流電源の電線路ＣＡＰは進相コン
デンサ、ＴＲは電源トランス、ＣＣは３相出力サイクロ
コンバータ本体、Ｍは３相交流電動機（負荷）である。
デンサ、ＴＲは電源トランス、ＣＣは３相出力サイクロ
コンバータ本体、Ｍは３相交流電動機（負荷）である。
サイクロコンノ（−夕本体ＣＣ）ま、３台の交直電力変
換器（コン７（−タ） ８８１．ＳＳ２＋ＳＳ３及び直
流リアクトルＬＨ、Ｌ２ ＋ Ｌｓ力・ら構成されてい
る。電力変換器（コン７（−タ） ｓｓ、 、 ８８２
．；８８゜の交流入力側は電源トランスＴＲによって互
１ｉ１１こ絶縁されており、直流側は一方向の循環電流
ＺＸ流れるように直流リアクトルＬ１．Ｌ、、Ｌ３を介
して△接続されている。いわゆる三角形循環電流式サイ
クロコンバータを構成している。直流リアクトルＬ１．
Ｌ２．Ｌ、の中間タップが３相交流電動機Ｍの３相巻線
に接続されでいる。
換器（コン７（−タ） ８８１．ＳＳ２＋ＳＳ３及び直
流リアクトルＬＨ、Ｌ２ ＋ Ｌｓ力・ら構成されてい
る。電力変換器（コン７（−タ） ｓｓ、 、 ８８２
．；８８゜の交流入力側は電源トランスＴＲによって互
１ｉ１１こ絶縁されており、直流側は一方向の循環電流
ＺＸ流れるように直流リアクトルＬ１．Ｌ、、Ｌ３を介
して△接続されている。いわゆる三角形循環電流式サイ
クロコンバータを構成している。直流リアクトルＬ１．
Ｌ２．Ｌ、の中間タップが３相交流電動機Ｍの３相巻線
に接続されでいる。
一方、制御回路としては、コン７く−クの出力電流を検
出する変流器ＣＴ□＋ ｃ’ｒ２’、 ｃ’ｒ３、和電
流指令回路ＴＣＲ、比較器ＣＴ、ＣＬ＋、Ｃｖ、Ｃｗ１
電流制御補償回路、ＧＴ、Ｇ、 、Ｇｖ、ＧＷ、加算器
Ａ１〜Ａ、及び位相市１］御回路ＰＨ□、 ＰＨ２，Ｐ
Ｈ３が用いられる。
出する変流器ＣＴ□＋ ｃ’ｒ２’、 ｃ’ｒ３、和電
流指令回路ＴＣＲ、比較器ＣＴ、ＣＬ＋、Ｃｖ、Ｃｗ１
電流制御補償回路、ＧＴ、Ｇ、 、Ｇｖ、ＧＷ、加算器
Ａ１〜Ａ、及び位相市１］御回路ＰＨ□、 ＰＨ２，Ｐ
Ｈ３が用いられる。
第２図は、第１図の装置のサイクロコンノ（−タＣＣと
負荷（電動機Ｍ）の等価回路を示すもので、負荷は大結
線されているものとして取扱ってＩ／Ａる。
負荷（電動機Ｍ）の等価回路を示すもので、負荷は大結
線されているものとして取扱ってＩ／Ａる。
以下、第１図の装置の動作原理を第２図の等価回路を用
いて説明する。
いて説明する。
第２図の等価回路から主回路の電圧方程式をめると、次
のようになる。ただし、ｐ ＝ ｄ／ｄ ｔは微分演算
子とする。
のようになる。ただし、ｐ ＝ ｄ／ｄ ｔは微分演算
子とする。
ｖ、＝（Ｒ，＋Ｌ、 ｐ ） ・ｉ、＋Ｍ、、 ・ｐ−
ｉ、＋Ｍ３□−ｐ−ｉ３＋ ｖｔＩｖ、、、 （１）Ｖ
ｘ＝（”ｙ＋ Ｌ２Ｐ） ・ｉ！＋Ｍ１． ｍ ｐ−ｉ
Ｉ＋Ｍ２１ ＋ｐｅ ｉ、＋ Ｖｖｗ −（２）Ｖ３
＝＝ （ＲＢ ＋ Ｌ２ｐ ） ・Ｉ ３＋ＭＢ、・
ｐ−ｉ １ ＋Ｍ１３５・ｐ−１ｔ＋ ＶＷＵ ・・・
（３）Ｖｏ＝（ＲＬ＋ＬＬｐ）・ｊｕ＋Ｖｏｏ ＋＋＋
＋＋・＋＋＋＋＋ （４）ｖｖ＝（Ｒｒ、＋Ｌｒ、ｐ）
・ｉｖ ＋ Ｖａｖ −−−・−（５）Ｖｗ＝（ＲＬ＋
Ｌｈｐ）ｊｗ＋Ｖｏｗ ＋＋＋＋・＋＋＋＋＋＋＋ （
６）ここで、 Ｒ１，Ｒ，、Ｒ，・・・・・・直流リアクトルの抵抗値
り、、Ｌ、、Ｌ、・・・・・・ ｌ の自己インダクタ
ンス値Ｍ、 、 Ｍ、 、 Ｍａ・・−・・・ 〃 の
相互インダクタンス値ＲＬ ・・・・・・負荷１相分の
抵抗値ＬＬ ・・・・・・ ｌ インダクタンス値ｖｏ
ＵＩｖｏｖＩｖＯｗ・・・・・・電動機の逆起電力であ
る。
ｉ、＋Ｍ３□−ｐ−ｉ３＋ ｖｔＩｖ、、、 （１）Ｖ
ｘ＝（”ｙ＋ Ｌ２Ｐ） ・ｉ！＋Ｍ１． ｍ ｐ−ｉ
Ｉ＋Ｍ２１ ＋ｐｅ ｉ、＋ Ｖｖｗ −（２）Ｖ３
＝＝ （ＲＢ ＋ Ｌ２ｐ ） ・Ｉ ３＋ＭＢ、・
ｐ−ｉ １ ＋Ｍ１３５・ｐ−１ｔ＋ ＶＷＵ ・・・
（３）Ｖｏ＝（ＲＬ＋ＬＬｐ）・ｊｕ＋Ｖｏｏ ＋＋＋
＋＋・＋＋＋＋＋ （４）ｖｖ＝（Ｒｒ、＋Ｌｒ、ｐ）
・ｉｖ ＋ Ｖａｖ −−−・−（５）Ｖｗ＝（ＲＬ＋
Ｌｈｐ）ｊｗ＋Ｖｏｗ ＋＋＋＋・＋＋＋＋＋＋＋ （
６）ここで、 Ｒ１，Ｒ，、Ｒ，・・・・・・直流リアクトルの抵抗値
り、、Ｌ、、Ｌ、・・・・・・ ｌ の自己インダクタ
ンス値Ｍ、 、 Ｍ、 、 Ｍａ・・−・・・ 〃 の
相互インダクタンス値ＲＬ ・・・・・・負荷１相分の
抵抗値ＬＬ ・・・・・・ ｌ インダクタンス値ｖｏ
ＵＩｖｏｖＩｖＯｗ・・・・・・電動機の逆起電力であ
る。
また、”ＵＶＩ”ＶＷＩｖｗＵは負荷の線間電圧で各相
電圧ＭＵ ＋ＶＶ ＋ＶＷ との間に次の関係式がある
。
電圧ＭＵ ＋ＶＶ ＋ＶＷ との間に次の関係式がある
。
Ｖｏｖ ＝ Ｖｕ Ｖｖ ・−−・（７）ｖｖｗ ””
Ｍｙ ｖｗ ””””’ （ｓ）ｖｗｕ ＝ ｖｗ
ＶＵ ””””’ （９）また、コンバータの出力電流
ｉ、、 ｉ、、 ｉｇと負荷電流＋１Ｊ＋ＩＶ＋ＩＷ
とは次の関係式が成り立つ。
Ｍｙ ｖｗ ””””’ （ｓ）ｖｗｕ ＝ ｖｗ
ＶＵ ””””’ （９）また、コンバータの出力電流
ｉ、、 ｉ、、 ｉｇと負荷電流＋１Ｊ＋ＩＶ＋ＩＷ
とは次の関係式が成り立つ。
１Ｕ＝ｉ、−ｉ、 ・・・・・・・・・（１旬１ｙ＝ｉ
２−ｉ、 ・・・・・・・・・圓ＩＷ＝ｉｓ−ｉ、 ・
・・・・・・・・αりこれは、サイクロコンバータの循
環電流の有無には関係しない。
２−ｉ、 ・・・・・・・・・圓ＩＷ＝ｉｓ−ｉ、 ・
・・・・・・・・αりこれは、サイクロコンバータの循
環電流の有無には関係しない。
ここで、Ｒ１＝賜＝Ｒ，−８
り、−Ｌ、、、、Ｌ、＝Ｌ
Ｍｌ−鴇＝Ｍｓ： Ｍ
ｖｇ＋ｖｙ＋ｖｗ＝ ０
として、（１）式−（３）式をめると、ｖ＋−ｖｓ＝（
Ｒ＋ｂｐ）−（ｉｔ−ｉｓ）−Ｍ−ｐ（１！−１ｓ）＋
２Ｖｕ ”＊’ｖ ％’ｗ ＝（Ｒ＋ （Ｌ−Ｍ） ・ｐ ） （１，−１３） ４
３Ｖｕ＝（Ｒ＋ （Ｌ−Ｍ） ｐ ） ｉＵ ＋３（（几り十ＬＬｐ）・ｉＵ＋ＶｏＵ）＝３・［ＦＶ
３＋ＲＬ＋（（Ｌ−Ｍ）／３＋ＬＬ）Ｉ）） 、ｉｔ＋
＋３ｖＯυ ・・・・・・（１■ となる。従って、負荷電流ｉｇを制御するには（１３）
式の関係を用い、電圧ｖ１ ｖｓを制御すればよいこと
がわかる。このとき、逆起電力Ｖ。わが電流制御系に外
乱として入ってくるので、それを打ち消す補償量をあら
かじめ上記電圧Ｖ＋ Ｖｓｌこ加える必要がある。
Ｒ＋ｂｐ）−（ｉｔ−ｉｓ）−Ｍ−ｐ（１！−１ｓ）＋
２Ｖｕ ”＊’ｖ ％’ｗ ＝（Ｒ＋ （Ｌ−Ｍ） ・ｐ ） （１，−１３） ４
３Ｖｕ＝（Ｒ＋ （Ｌ−Ｍ） ｐ ） ｉＵ ＋３（（几り十ＬＬｐ）・ｉＵ＋ＶｏＵ）＝３・［ＦＶ
３＋ＲＬ＋（（Ｌ−Ｍ）／３＋ＬＬ）Ｉ）） 、ｉｔ＋
＋３ｖＯυ ・・・・・・（１■ となる。従って、負荷電流ｉｇを制御するには（１３）
式の関係を用い、電圧ｖ１ ｖｓを制御すればよいこと
がわかる。このとき、逆起電力Ｖ。わが電流制御系に外
乱として入ってくるので、それを打ち消す補償量をあら
かじめ上記電圧Ｖ＋ Ｖｓｌこ加える必要がある。
同様に、（２）式−（１）式と、（３）式−（２）式を
めると各々次のようになる。
めると各々次のようになる。
Ｖ、 ｖｌ ＝３ ［Ｒ／３＋ＲＬ＋ （（Ｌ Ｍ）／
３＋Ｌ Ｌ ） ｐ ） ・ｔ ｖ＋３４ Ｖｒ３ ｙ
・・・・・・αａ Ｖｓ−Ｖ２：３［Ｒ／３−ＩＬ＋（（Ｌ−Ｍ）／３＋Ｌ
Ｌ）！］）・ｉＷ＋３−ＶＯＷ・・・・・・（１５１ （Ｌ４）式の関係から負荷電流ｌｖを制御するには、電
圧Ｖ！−ｖ□を制御すればよく、マた（１９式の関係か
ら負荷電流籍を制御するには、電圧Ｖ、 −ｖ、を制御
すればよいことがわかる。
３＋Ｌ Ｌ ） ｐ ） ・ｔ ｖ＋３４ Ｖｒ３ ｙ
・・・・・・αａ Ｖｓ−Ｖ２：３［Ｒ／３−ＩＬ＋（（Ｌ−Ｍ）／３＋Ｌ
Ｌ）！］）・ｉＷ＋３−ＶＯＷ・・・・・・（１５１ （Ｌ４）式の関係から負荷電流ｌｖを制御するには、電
圧Ｖ！−ｖ□を制御すればよく、マた（１９式の関係か
ら負荷電流籍を制御するには、電圧Ｖ、 −ｖ、を制御
すればよいことがわかる。
第１図に示した負荷電流制御回路は、上記の原理を用い
ている。
ている。
まず、出力電流検出器ＣＴ、 、 ＣＴ！、 ＣＴ３に
よってコンバータの出力電流り、、 ｘ、、 Ｉ３を検
出し、α１式からａ功式の関係を用いて負荷電流ＩＬ＋
＋工ｖ＋ＩＷ を演算し、負荷電流検出値とする。もち
ろん当該負荷電施工υ＋ＩＶ＋ＩＷ を直接検出しても
よいことは言うまでもない。
よってコンバータの出力電流り、、 ｘ、、 Ｉ３を検
出し、α１式からａ功式の関係を用いて負荷電流ＩＬ＋
＋工ｖ＋ＩＷ を演算し、負荷電流検出値とする。もち
ろん当該負荷電施工υ＋ＩＶ＋ＩＷ を直接検出しても
よいことは言うまでもない。
当該負荷電流の検出値ＩＵ、Ｉｖ、Ｉｗ と、その各々
の指令値ｉｏ ＋ＩＶ ＋”Ｗ を比較器Ｃ１＋＋ｃＶ
＋ＣＷ に入力し各偏差εＵ＝工υ−工υ、εｙ＝Ｉｙ
ｂ及びεＷ＝ＩＷ ＩＷをめる。
の指令値ｉｏ ＋ＩＶ ＋”Ｗ を比較器Ｃ１＋＋ｃＶ
＋ＣＷ に入力し各偏差εＵ＝工υ−工υ、εｙ＝Ｉｙ
ｂ及びεＷ＝ＩＷ ＩＷをめる。
当該各偏差εＵ、εＶ、εＷ を各々電流制御補償回路
（）ｏ Ｉ ｅｖｌ ＧＷ に入力する。当該電流制御
補償回路ＧＩＪ。
（）ｏ Ｉ ｅｖｌ ＧＷ に入力する。当該電流制御
補償回路ＧＩＪ。
Ｇｖ、Ｇｗは、通常、比例要素あるいは積分要素などか
ら構成され、負荷電流制御系の安定性や追従性を考慮し
て最適の制御定数になるように設計される。ここでは説
明を簡単にするため、上記電流制御補償回路は比例要素
のみと考え、各々の倍率をＧ、＝ＫｔＩ、 Ｇｖ＝＝に
、 、 ＧＷ＝Ｋｗとする。
ら構成され、負荷電流制御系の安定性や追従性を考慮し
て最適の制御定数になるように設計される。ここでは説
明を簡単にするため、上記電流制御補償回路は比例要素
のみと考え、各々の倍率をＧ、＝ＫｔＩ、 Ｇｖ＝＝に
、 、 ＧＷ＝Ｋｗとする。
Ｕ相の負荷電流Ｉ、の制御偏差εＵはに、倍されて、加
算器ＡＩ ｌ Ａ２を介して、位相制御回路ＰＨ，に入
力され、かつ、当該偏差の反転値−εＵは胸倍されて加
算器Ａ、、Ａ、を介して位相制御回路ＰＨｓに入力され
る。すなわち、偏差ευに比例して、コンバータＳ８．
の出力電圧ｖ、は増加し、逆にコンバータＳ８３の出力
電圧ｖ３は偏差ευに比例して減少する。言いかえると
、電圧ｖ、−ｖ、は、偏差εＵに比例して増加する。
算器ＡＩ ｌ Ａ２を介して、位相制御回路ＰＨ，に入
力され、かつ、当該偏差の反転値−εＵは胸倍されて加
算器Ａ、、Ａ、を介して位相制御回路ＰＨｓに入力され
る。すなわち、偏差ευに比例して、コンバータＳ８．
の出力電圧ｖ、は増加し、逆にコンバータＳ８３の出力
電圧ｖ３は偏差ευに比例して減少する。言いかえると
、電圧ｖ、−ｖ、は、偏差εＵに比例して増加する。
従って、Ｉ、）ＩＵの場合、偏差εＵは正の値となり、
ευ・Ｋυに比例して電圧Ｖ１−Ｖ、が増加する。故に
（１３）式から負荷電流ＩＵが増加して、Ｉυ＝Ｉυに
近づく。
ευ・Ｋυに比例して電圧Ｖ１−Ｖ、が増加する。故に
（１３）式から負荷電流ＩＵが増加して、Ｉυ＝Ｉυに
近づく。
逆に、工υ＜Ｉｕの場合、偏差εＵは負の値となり、ε
、ＩＫＵに比例して電圧ｖｌ−ｖ、１も負の値になる。
、ＩＫＵに比例して電圧ｖｌ−ｖ、１も負の値になる。
故に０階式からＩＵも減少しやはり、工υ＝工υに制御
される。
される。
Ｖ和食荷電流ｉＵ、 Ｗ相負荷電流ｉｙも同様に制御さ
れる。
れる。
次にコンバータの和電流制御の関係式をめる。
（１）式＋（２）武士（３）式の関係をめると次のよう
になる。
になる。
ｖｌ＋ｖ、＋ｖ、＝（Ｒ＋Ｌｐ） （ｉ、＋ｉ、＋ｉ３
）”２Ｍｐ（１１＋’２”’８） ＋ｖＵｖ＋ｖｖｗ＋ｖｗＵ ＝（（Ｒ＋（Ｌ＋２Ｍ）ｐ） ｉＴ ・・・・・・・・
・（ＩＱただし、ｉＴ−ｉ、＋ ｉ、＋ ｉ３である。
）”２Ｍｐ（１１＋’２”’８） ＋ｖＵｖ＋ｖｖｗ＋ｖｗＵ ＝（（Ｒ＋（Ｌ＋２Ｍ）ｐ） ｉＴ ・・・・・・・・
・（ＩＱただし、ｉＴ−ｉ、＋ ｉ、＋ ｉ３である。
すなわち、和電流ｉｙを制御するには、コンバータの出
力電圧の和Ｖｌ−１−ｖ２＋Ｖ、を制御すればよいこと
がわかる。しかもその制御系の伝達関数は直流リアクト
ルの抵抗値■及びインダクタンス（Ｌ＋２Ｍ）の値によ
って決定され、他からの外乱のない制御系となっている
。
力電圧の和Ｖｌ−１−ｖ２＋Ｖ、を制御すればよいこと
がわかる。しかもその制御系の伝達関数は直流リアクト
ルの抵抗値■及びインダクタンス（Ｌ＋２Ｍ）の値によ
って決定され、他からの外乱のない制御系となっている
。
第１図に示しだ和電流制御回路は、上記（１６）式の関
係を用いている。
係を用いている。
和電流設定器ＴＣ几によって、和電流指令値ＩＴが与え
られ、一方、各コンバータの出力電流Ｉ、、Ｉ、。
られ、一方、各コンバータの出力電流Ｉ、、Ｉ、。
Ｉｓの検出値の和をとり、和電流検出値Ｉ Ｔ＝Ｉ、
＋ Ｉ、＋工、をめている。
＋ Ｉ、＋工、をめている。
比較器０丁によって、上記和電流指令値ＩＴと和電流検
出値ＩＴが比較され、偏差ε７＝Ｉ７ ＩＴがめられる
。
出値ＩＴが比較され、偏差ε７＝Ｉ７ ＩＴがめられる
。
当該偏差６丁を次の電流制御補償回路ＧＴに入力する。
ここでも説明を簡単にするため、０丁は単なる比例要素
に丁と考える。ε、−に、の値は、加算器＾。
に丁と考える。ε、−に、の値は、加算器＾。
Ａ４，７Ｖ６を介して位相制御回路ＰＨ，、ＰＨ，、Ｐ
Ｈ８に入力される。故に各コンバータの出力電圧Ｖ１１
Ｖ２１ｖ３は、前記負荷電流制御回路からの信号に加え
て、上記信号ε、 、に丁に比例して、増加させられる
。
Ｈ８に入力される。故に各コンバータの出力電圧Ｖ１１
Ｖ２１ｖ３は、前記負荷電流制御回路からの信号に加え
て、上記信号ε、 、に丁に比例して、増加させられる
。
Ｉｔ＞Ｉｙの場合、偏差εＴは正の値となり、εＴ−Ｋ
。
。
に比例して、電圧ｖ、＋ｖ、＋ｖ、を増加させる。この
結果、１０式で示される和電流Ｉ、が増加し１．Ｉ７＝
エフになるように制御される。
結果、１０式で示される和電流Ｉ、が増加し１．Ｉ７＝
エフになるように制御される。
逆に、Ｉ：＜ＩＴとなった場合、ε？ ＜ Ｏとなり、
電圧Ｖ□＋Ｖ２＋Ｖｌ を負の値にし、（１０式で示さ
れる和電流ＩＴを減少させやはり、１ｙ＝Ｉｙとなって
落ち着く。
電圧Ｖ□＋Ｖ２＋Ｖｌ を負の値にし、（１０式で示さ
れる和電流ＩＴを減少させやはり、１ｙ＝Ｉｙとなって
落ち着く。
第３図は、和電流ＩＴを一定に制御したときの各部波形
を示すもので、１１１ ＩＴｌ ＩＮはコンバータの出
力電流、ＩＩＪ＋ＩＶ＋■Ｗ は負荷電流、工。はサイ
クロコンバータの循環電流の各波形を表わす。
を示すもので、１１１ ＩＴｌ ＩＮはコンバータの出
力電流、ＩＩＪ＋ＩＶ＋■Ｗ は負荷電流、工。はサイ
クロコンバータの循環電流の各波形を表わす。
負荷電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉ、は平衡３相電流と仮定し、次
式のように表わすことができる。
式のように表わすことができる。
■。＝ Ｉｍ −ｓｉｎωｔ ・・・・・・αηＩｙ
＝ Ｉｍ −ｓｉｎ （ωｔ−２π／３） ・・・・・
・α印Ｉｗ＝ Ｉｍ −ｓｉｎ （ωｔ ＋ ２ｙｒ／
３） −−−−−−σ９ただし、工ｍは波高値とする。
＝ Ｉｍ −ｓｉｎ （ωｔ−２π／３） ・・・・・
・α印Ｉｗ＝ Ｉｍ −ｓｉｎ （ωｔ ＋ ２ｙｒ／
３） −−−−−−σ９ただし、工ｍは波高値とする。
これに対し、各コンバータの出力電流Ｉｔ）Ｉ２１１３
はバイアス電流Ｉ Ｔ／３ が加わって、次式のように
なる。
はバイアス電流Ｉ Ｔ／３ が加わって、次式のように
なる。
轟然のことながら、このコンバータの出力電流の和は、
Ｉ、＋ Ｉ、＋ Ｉ、＝Ｉ７となる。
Ｉ、＋ Ｉ、＋ Ｉ、＝Ｉ７となる。
すなわち負荷電流の波高値Ｉｍが和電流ＩＴの（１／４
丁）の値を越えない限り、Ｉ、 ＋ Ｉ、＋ Ｉ３の値
は常に一定値になる。
丁）の値を越えない限り、Ｉ、 ＋ Ｉ、＋ Ｉ３の値
は常に一定値になる。
このとき、循環電施工。は負荷側周波数の３倍の周波数
で変化する。Ｉｍ≧ＩＴ／、／ａになると、非循環モー
ドが一部に現われてくるため、コンバータの出力電流Ｉ
ｌｌ Ｉ２１ Ｉｓの波形も変ってくる。
で変化する。Ｉｍ≧ＩＴ／、／ａになると、非循環モー
ドが一部に現われてくるため、コンバータの出力電流Ｉ
ｌｌ Ｉ２１ Ｉｓの波形も変ってくる。
このような和電流制御される三角結線サイクロコンバー
タの受電端の無効電力Ｑｏｏは次式のように表わせる。
タの受電端の無効電力Ｑｏｏは次式のように表わせる。
ただし、ｋ、は比例定数、Ｃ８，Ｃ２，α。
は各コンバータの点弧位相角とする。
Ｑｏｏ＝ｋｑ・（Ｉ＋−５ｔｎαＨ＋ Ｉ２・ｓｉｎα
２＋Ｉ、・ｓｉｎα、 ） ・＝＝ Ｃ２３）ここで、
各コンバータの点弧位相角α１．Ｃ２，Ｃ３は電源電圧
に対して、各コンバータの入力電流が遅れる角度で、自
然転流を行なうため、約２０°〜１５０°の範囲で制御
される。
２＋Ｉ、・ｓｉｎα、 ） ・＝＝ Ｃ２３）ここで、
各コンバータの点弧位相角α１．Ｃ２，Ｃ３は電源電圧
に対して、各コンバータの入力電流が遅れる角度で、自
然転流を行なうため、約２０°〜１５０°の範囲で制御
される。
電動機負荷の場合、始動時あるいは低速時は速度起電力
が小さいので、Ｃ１”ｐα２”ｑα８″＝Ｐ９０°で運
転され、そのときの無効電力Ｑｏｏは Ｑａｏｋｐ ｋ（２（Ｉｆ ＋ Ｉｌ！ ＋’Ｉｓ）二
ｋｑ ・’ｒ ”＝””’ Ｃ２４）となって、和電流
Ｉ、が一定なら、Ｑｏｏもほとんど一定に保持される。
が小さいので、Ｃ１”ｐα２”ｑα８″＝Ｐ９０°で運
転され、そのときの無効電力Ｑｏｏは Ｑａｏｋｐ ｋ（２（Ｉｆ ＋ Ｉｌ！ ＋’Ｉｓ）二
ｋｑ ・’ｒ ”＝””’ Ｃ２４）となって、和電流
Ｉ、が一定なら、Ｑｏｏもほとんど一定に保持される。
故に、これを打ち消す進相コンデンサＣＡＰを受電端に
設置すれば、力率ｈｑ１となる。
設置すれば、力率ｈｑ１となる。
電動機の速度Ｎが増加してくるに従い上記点弧位相角α
１．Ｃ２，Ｃ３も９０°を中心に約２０’〜１８０°の
範囲内で変化してくる。故に和電流ＩＴを一定にしてい
ても無効電力Ｑｏｏは、第４図のように若干小さくなっ
てくる。従って進相コンデンサＣＡＰの進み無効電力Ｑ
ｃａｐが上記サイクロコンバータの進れ無効電力Ｑｏｏ
より大きくなり、入力力率は進みとなる。
１．Ｃ２，Ｃ３も９０°を中心に約２０’〜１８０°の
範囲内で変化してくる。故に和電流ＩＴを一定にしてい
ても無効電力Ｑｏｏは、第４図のように若干小さくなっ
てくる。従って進相コンデンサＣＡＰの進み無効電力Ｑ
ｃａｐが上記サイクロコンバータの進れ無効電力Ｑｏｏ
より大きくなり、入力力率は進みとなる。
第５図は電動機の回転速度Ｎに応じて、前記和電流の指
令値ＩＴを変化させたもので、回転速度Ｎの増加ととも
に和電流指令値ＩＴ を若干増加させている。その結果
、サイクロコンバータの受電端の無効電力Ｑｏｏはほぼ
一定値となり、進相コンデンサのＱｃａｐと打ち消し合
って、入力力率＝１の状態で運転することができる。第
１図に示した和電流指令回路ＴＣＲは上記役目をするも
のである。
令値ＩＴを変化させたもので、回転速度Ｎの増加ととも
に和電流指令値ＩＴ を若干増加させている。その結果
、サイクロコンバータの受電端の無効電力Ｑｏｏはほぼ
一定値となり、進相コンデンサのＱｃａｐと打ち消し合
って、入力力率＝１の状態で運転することができる。第
１図に示した和電流指令回路ＴＣＲは上記役目をするも
のである。
以上のように、本発明装置は受電端の無効電力を検出す
る必要もなく、かつサイクロコンバータの循環電流を検
出する必要もなく、各コンバータの出力電流の和を一定
値あるいは負荷状態に応じてあらかじめ定められた値に
若干変化させて制御することにより、当該サイクロコン
バータの受電端の無効電力値をほぼ一定に保つことがで
き、受電端に一定容量の進相コンデンサを設置するだけ
で、入力力率をほぼ１に保つことができる。従って、無
効電力変動によって電源系統へもたらす悪影響もなくな
り、理想的な電力変換器を提供することが可能である。
る必要もなく、かつサイクロコンバータの循環電流を検
出する必要もなく、各コンバータの出力電流の和を一定
値あるいは負荷状態に応じてあらかじめ定められた値に
若干変化させて制御することにより、当該サイクロコン
バータの受電端の無効電力値をほぼ一定に保つことがで
き、受電端に一定容量の進相コンデンサを設置するだけ
で、入力力率をほぼ１に保つことができる。従って、無
効電力変動によって電源系統へもたらす悪影響もなくな
り、理想的な電力変換器を提供することが可能である。
また、和電流制御系の伝達関数は、（１ｅ式で示される
ように直流リアクトルの抵抗とインダクタンスだけで決
定され、従来問題とされた負荷電流か□ らの外乱は全
くないので、制御回路の設計がきわめて容易になった。
ように直流リアクトルの抵抗とインダクタンスだけで決
定され、従来問題とされた負荷電流か□ らの外乱は全
くないので、制御回路の設計がきわめて容易になった。
第１図は本発明装置の実施例を示す構成図、第２図は第
１図の装置の動作を説明するため、主回路部分の等価回
路図、第３図は第１図の装置の各部電流波形図、第４図
は、第１図の装置の動作を説明するための電動機の回転
速度Ｎと受電端の無効電力Ｑｏｏの関係図（和電流Ｉ！
−一定）、第５図は同じくＮとＱｏｏの関係図で、和電
施工Ｔを変化させた場合を各々示すものである。 ＢＵＳ・・・３相交流電源の電線路 ＣＡＰ・・・進相コンデンサ ＴＲ・・・電源トランス ＣＣ・・・３相出力サイクロコンバ一タ本体Ｍ ・・・
３相交流電動機（負荷） ８８、 、 ＳＳ、 、 ＳＳ、・・・交直電力変換器
（コンバータ）Ｌｌ、Ｌ２．Ｌｓ・・・直流リアクトル
ＣＴ□、 ＣＴ２． ＣＴ、 、、・電流検出器ＴＣＲ
・・・和電流指令回路 ＣＴ ＋ＣＵ 、ｃｖ、ｃＷ・・・比較器ＧＴ、ＧＵ、
Ｇｖ、Ｇｗ、、、電流制御補償回路Ａ１〜Ａ６・・・加
算器
１図の装置の動作を説明するため、主回路部分の等価回
路図、第３図は第１図の装置の各部電流波形図、第４図
は、第１図の装置の動作を説明するための電動機の回転
速度Ｎと受電端の無効電力Ｑｏｏの関係図（和電流Ｉ！
−一定）、第５図は同じくＮとＱｏｏの関係図で、和電
施工Ｔを変化させた場合を各々示すものである。 ＢＵＳ・・・３相交流電源の電線路 ＣＡＰ・・・進相コンデンサ ＴＲ・・・電源トランス ＣＣ・・・３相出力サイクロコンバ一タ本体Ｍ ・・・
３相交流電動機（負荷） ８８、 、 ＳＳ、 、 ＳＳ、・・・交直電力変換器
（コンバータ）Ｌｌ、Ｌ２．Ｌｓ・・・直流リアクトル
ＣＴ□、 ＣＴ２． ＣＴ、 、、・電流検出器ＴＣＲ
・・・和電流指令回路 ＣＴ ＋ＣＵ 、ｃｖ、ｃＷ・・・比較器ＧＴ、ＧＵ、
Ｇｖ、Ｇｗ、、、電流制御補償回路Ａ１〜Ａ６・・・加
算器
Claims (2)
- （１）三相負荷に接続され少なくとも３台の交直電力変
換器（コンバータ）によって三角結線された循環電流式
サイクロコンバータ本体と、当該三相負荷に供給すべき
電流を制御する負荷電流制御回路と、前記各コンバータ
の出力電流の和を制御する和電流制御回路と、上記負荷
電流制御回路及び和電流制御回路からの出力信号に応じ
て各コンバータの点弧位相を制御する位相制御回路とか
らなる循環電流式サイクロコンバータ装置。 - （２）前記三相負荷は電動機負荷とし当該電動機の回転
速度に応じて前記和電流制御回路の和電流指令値を調整
し、前記サイクロコンバータの受電端の無効電力が＃丘
は一定になるようにしたことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の循環電流式サイクロコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14656183A JPS6039372A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14656183A JPS6039372A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6039372A true JPS6039372A (ja) | 1985-03-01 |
| JPH033469B2 JPH033469B2 (ja) | 1991-01-18 |
Family
ID=15410454
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14656183A Granted JPS6039372A (ja) | 1983-08-12 | 1983-08-12 | 循環電流式サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6039372A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01206874A (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-21 | Toshiba Corp | サイクロコンバータの制御方法 |
-
1983
- 1983-08-12 JP JP14656183A patent/JPS6039372A/ja active Granted
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH01206874A (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-21 | Toshiba Corp | サイクロコンバータの制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH033469B2 (ja) | 1991-01-18 |
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