JPH0120817B2 - - Google Patents
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- JPH0120817B2 JPH0120817B2 JP58018102A JP1810283A JPH0120817B2 JP H0120817 B2 JPH0120817 B2 JP H0120817B2 JP 58018102 A JP58018102 A JP 58018102A JP 1810283 A JP1810283 A JP 1810283A JP H0120817 B2 JPH0120817 B2 JP H0120817B2
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- frequency component
- wave
- interference
- high frequency
- amount
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B17/00—Monitoring; Testing
- H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
- H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
- H04B17/336—Signal-to-interference ratio [SIR] or carrier-to-interference ratio [CIR]
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Quality & Reliability (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Monitoring And Testing Of Transmission In General (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明は、無線通信方式の同一周波干渉量検出
に関するものである。
に関するものである。
（背景技術）
従来の干渉検出は、例えば900MHz帯自動車電
話方式では、制御チヤネルで使用チヤネルを基地
局に知らせ、通話開始前に使用予定の周波数につ
いて受信機で受信レベルの測定を行い、あるレベ
ル値以下ならば干渉波なしと判定し通信を開始す
る。受信レベルがある値以上であれば干渉波あり
と判断し、他のチヤネルを使用する方式であつ
た。また、他方式では送信側で干渉検出のため
に、各局毎に異なつた周波数の信号を通信帯域外
に入れて電波を送出する。受信側では通信帯域外
で複数の干渉検出用周波数を受信できる受信機を
用意し、通信の相手局以外の干渉検出用周波数が
受信された時、干渉波ありと判断する方法であつ
た。
話方式では、制御チヤネルで使用チヤネルを基地
局に知らせ、通話開始前に使用予定の周波数につ
いて受信機で受信レベルの測定を行い、あるレベ
ル値以下ならば干渉波なしと判定し通信を開始す
る。受信レベルがある値以上であれば干渉波あり
と判断し、他のチヤネルを使用する方式であつ
た。また、他方式では送信側で干渉検出のため
に、各局毎に異なつた周波数の信号を通信帯域外
に入れて電波を送出する。受信側では通信帯域外
で複数の干渉検出用周波数を受信できる受信機を
用意し、通信の相手局以外の干渉検出用周波数が
受信された時、干渉波ありと判断する方法であつ
た。
これらの方式で、前者は通話中に干渉が生じた
場合に問題がある。後者は情報信号の他に通信帯
域外に干渉用信号を送受信しなければならないた
め、送受信機に付加装置をつけなければならない
欠点があつた。
場合に問題がある。後者は情報信号の他に通信帯
域外に干渉用信号を送受信しなければならないた
め、送受信機に付加装置をつけなければならない
欠点があつた。
また、従来の干渉検出は干渉の有無程度しか判
断できなかつたため、干渉量を定量的に検出して
ある通話品質以下となる干渉量が生じた場合、高
品質な通信を維持するために、他チヤネルに切替
えるような高度な制御ができない欠点があつた。
断できなかつたため、干渉量を定量的に検出して
ある通話品質以下となる干渉量が生じた場合、高
品質な通信を維持するために、他チヤネルに切替
えるような高度な制御ができない欠点があつた。
（発明の課題）
本発明はこれらの欠点を除くため、通信中に干
渉量を定量的に検出できるようにしたもので、そ
の特徴は、角度変調による無線通信方式におい
て、希望波と妨害波を同時受信したとき包絡線検
波出力に生じるフエージングのスペクトル帯域と
ほぼ同じ帯域をもち希望波と妨害波の和に対応す
る低周波成分を検出する手段と、フエージングの
スペクトル帯域より高い帯域をもつたビートであ
つて希望波と妨害波の積に対応する高周波成分を
検出する手段とを有し、前記低周波成分と高周波
成分とから希望波と妨害波の比を提供するごとき
同一周波干渉量検出方式にある。
渉量を定量的に検出できるようにしたもので、そ
の特徴は、角度変調による無線通信方式におい
て、希望波と妨害波を同時受信したとき包絡線検
波出力に生じるフエージングのスペクトル帯域と
ほぼ同じ帯域をもち希望波と妨害波の和に対応す
る低周波成分を検出する手段と、フエージングの
スペクトル帯域より高い帯域をもつたビートであ
つて希望波と妨害波の積に対応する高周波成分を
検出する手段とを有し、前記低周波成分と高周波
成分とから希望波と妨害波の比を提供するごとき
同一周波干渉量検出方式にある。
（発明の構成および作用）
干渉量検出原理と実施例を以下に示す。希望波
（以下Ｄ波）、妨害波（以下Ｕ波）がFM変調され
式(1)、(2)で表わされるものとすると、その合成波
ｅは式(3)となる。
（以下Ｄ波）、妨害波（以下Ｕ波）がFM変調され
式(1)、(2)で表わされるものとすると、その合成波
ｅは式(3)となる。
Ｄ波 e1＝E1sin（ω1t＋Δω1／P1sinP1t） (1)
Ｕ波 e2＝E2sin（ω2t＋Δω2／P2sinP2t＋ψ） (2)
合成波ｅ＝e1＋e2＝（E2 1＋E2 2＋2E1E2cosφ）1/2
×sin（ω1t＋Δω1／P1sinP1t
＋tan-1Λsinψ（ｔ）／１＋Λcosψ（ｔ））(
3) 但し、E1、E2はＤ波、Ｕ波の振幅で伝搬路条
件により変化し、一般にＤ波及びＵ波の伝搬路が
異なるためその変動は互いに独立である。ω1、
ω2はＤ波、Ｕ波の搬送周波数、φは位相差であ
る。P1、P2はＤ波、Ｕ波の被変調波の周波数で
ある。Δω1、Δω2はＤ波、Ｕ波の周波数偏移であ
る。
3) 但し、E1、E2はＤ波、Ｕ波の振幅で伝搬路条
件により変化し、一般にＤ波及びＵ波の伝搬路が
異なるためその変動は互いに独立である。ω1、
ω2はＤ波、Ｕ波の搬送周波数、φは位相差であ
る。P1、P2はＤ波、Ｕ波の被変調波の周波数で
ある。Δω1、Δω2はＤ波、Ｕ波の周波数偏移であ
る。
ψ（ｔ）＝（ω2−ω1）ｔ＋φ＋Δω2／P2sin（P2t＋
θ） −Δω1／P1sinP1t (4) Λ＝E1／E2 合成波ｅを２乗検波するとその包絡線Ｒ（ｔ）
は、 Ｒ（ｔ）＝E2 1＋E2 2＋2E1E2cosψ（ｔ） (5) となる。E1、E2はＤ波及びＵ波の振幅であるが、
これは一般にフエージングを受けており、その平
均値のまわりに変動している。本発明では、ψ
（ｔ）の変動の速さをフエージングの変動速さよ
り大きくとる。この場合のＲ（ｔ）の波形例を第
１図（検波器出力（包絡線））に示す。Ｒ（ｔ）の
曲線１（E2 1＋E2 2）は、伝搬路条件によつて変動す
る低周波分（フエージング）であり、曲線２
（2E1E2cosψ（ｔ））は式(4)からわかるように、（ω1
−ω2）／2π、変調度、トツプラ等により定まる
ビート周波数を持つ高周波成分で、低周波成分よ
り桁ちがいに高い周波数で変化する。しかも、低
周波成分にはＤ波とＵ波の振幅の２乗和が、高周
波成分の振幅にはＤ波とＵ波の積の情報が含まれ
ている。本干渉量検出方式は、受信機IFの包絡
線に生じるＤ波、Ｕ波の振幅和、及び振幅積を周
波数特性を利用して分離し、干渉量を検出するの
である。
θ） −Δω1／P1sinP1t (4) Λ＝E1／E2 合成波ｅを２乗検波するとその包絡線Ｒ（ｔ）
は、 Ｒ（ｔ）＝E2 1＋E2 2＋2E1E2cosψ（ｔ） (5) となる。E1、E2はＤ波及びＵ波の振幅であるが、
これは一般にフエージングを受けており、その平
均値のまわりに変動している。本発明では、ψ
（ｔ）の変動の速さをフエージングの変動速さよ
り大きくとる。この場合のＲ（ｔ）の波形例を第
１図（検波器出力（包絡線））に示す。Ｒ（ｔ）の
曲線１（E2 1＋E2 2）は、伝搬路条件によつて変動す
る低周波分（フエージング）であり、曲線２
（2E1E2cosψ（ｔ））は式(4)からわかるように、（ω1
−ω2）／2π、変調度、トツプラ等により定まる
ビート周波数を持つ高周波成分で、低周波成分よ
り桁ちがいに高い周波数で変化する。しかも、低
周波成分にはＤ波とＵ波の振幅の２乗和が、高周
波成分の振幅にはＤ波とＵ波の積の情報が含まれ
ている。本干渉量検出方式は、受信機IFの包絡
線に生じるＤ波、Ｕ波の振幅和、及び振幅積を周
波数特性を利用して分離し、干渉量を検出するの
である。
第２図Ａは本発明の実施例で、３はアンテ
ナ、４は受信機、５は検波器（２乗）、６，７は
アナログ−デイジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、
８は演算機、９は遅延回路である。
ナ、４は受信機、５は検波器（２乗）、６，７は
アナログ−デイジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、
８は演算機、９は遅延回路である。
Ｄ波とＵ波の合成波ｅは３のアンテナを通し、
４の受信機で受信され、５の検波器に入力され
る。検波器出力Ｒ（ｔ）は第１図に示す波形を有
している。例えば900MHz帯自動車電話方式では、
移動局が40Km／ｈで走行すると低周波成分E2 1＋
E2 2は40Hz程度の変化である。高周波成分
2E1E2cosψ（ｔ）は、例えばＤ波とＵ波の周波数
差を1KHzとすると、1KHzの速さで変化する。こ
のような周波数特性を有するＲ（ｔ）を、以下の
ように６，７のＡ／Ｄ変換器でサンプリングし、
Ｔ時間内の平均＜E2 1＋E2 2＞、＜4E2 1＋E2 2＞を８の
演算機で求める。
４の受信機で受信され、５の検波器に入力され
る。検波器出力Ｒ（ｔ）は第１図に示す波形を有
している。例えば900MHz帯自動車電話方式では、
移動局が40Km／ｈで走行すると低周波成分E2 1＋
E2 2は40Hz程度の変化である。高周波成分
2E1E2cosψ（ｔ）は、例えばＤ波とＵ波の周波数
差を1KHzとすると、1KHzの速さで変化する。こ
のような周波数特性を有するＲ（ｔ）を、以下の
ように６，７のＡ／Ｄ変換器でサンプリングし、
Ｔ時間内の平均＜E2 1＋E2 2＞、＜4E2 1＋E2 2＞を８の
演算機で求める。
６のＡ／Ｄ変換器でＴ秒間にＮ回サンプリング
し、その平均をとると、Ｔがψ（ｔ）の変動周期
より十分大きく、かつＮが十分大きいとき低周波
成分は次のようになる。
し、その平均をとると、Ｔがψ（ｔ）の変動周期
より十分大きく、かつＮが十分大きいとき低周波
成分は次のようになる。
Ｘ＝１／Ｎ〓（E2 1i＋E2 2i＋2E1iE2icosψi）＝＜E2 1＋
E2 2＞＝＜E2 1＞＋＜E2 2＞(11) ７のＡ／Ｄ変換器のサンプリング時間を、９の
遅延回路により６のＡ／Ｄ変換器よりΔtだけ遅
延してサンプリングする。但し、遅延時間Δtは
E1、E2のフエージングの周期より小さく、かつ
ψ（ｔ）の変動周期より大きい値に選ぶ。例えば
上述した自動車電話方式では、1/10msecオーダ
の遅延時間である。また、時間ＴはＸを求めると
き、Ｘが統計量として意味をなし得る時間以上の
値で、上述した自動車電話方式の場合約１秒以上
である。
E2 2＞＝＜E2 1＞＋＜E2 2＞(11) ７のＡ／Ｄ変換器のサンプリング時間を、９の
遅延回路により６のＡ／Ｄ変換器よりΔtだけ遅
延してサンプリングする。但し、遅延時間Δtは
E1、E2のフエージングの周期より小さく、かつ
ψ（ｔ）の変動周期より大きい値に選ぶ。例えば
上述した自動車電話方式では、1/10msecオーダ
の遅延時間である。また、時間ＴはＸを求めると
き、Ｘが統計量として意味をなし得る時間以上の
値で、上述した自動車電話方式の場合約１秒以上
である。
６，７のサンプリング値Ｒ（ｔ）、Ｒ（ｔ＋Δt）
の差を２乗してその平均をとると、高周波成分の
振幅の２乗平均Ｙが求まる。
の差を２乗してその平均をとると、高周波成分の
振幅の２乗平均Ｙが求まる。
Ｙ＝〈〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2〉
Ｙ＝〈〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2〉
＝〈〔（E2 1＋E2 2＋2E1E2cosψ(t)−（E2 1〓t＋E2 2〓
t＋2E1〓tE2〓tcosψ(t+Δt)〕2〉 Ｙ＝〈〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2〉 ＝〈〔（E2 1＋E2 2＋2E1E2cosψ(t)−（E2 1〓t＋E2 2〓
t＋2E1〓tE2〓tcosψ(t+Δt)〕2〉 ＝〈４〔E1E2cosψ（ｔ）−E1〓tE2〓tcosψ（ｔ＋Δ
t）〕2〉 ＝４〈E2 1E2 2（cosψ−cosψ（ｔ＋Δt））2〉 (12) (13) ψ（ｔ）が周期信号でなく、Ｔ秒間のＮ個サンプ
ルに対してランダムとみなせる場合には、式(13)
は次のようになる。
t＋2E1〓tE2〓tcosψ(t+Δt)〕2〉 Ｙ＝〈〔Ｒ（ｔ）−Ｒ（ｔ＋Δt）〕2〉 ＝〈〔（E2 1＋E2 2＋2E1E2cosψ(t)−（E2 1〓t＋E2 2〓
t＋2E1〓tE2〓tcosψ(t+Δt)〕2〉 ＝〈４〔E1E2cosψ（ｔ）−E1〓tE2〓tcosψ（ｔ＋Δ
t）〕2〉 ＝４〈E2 1E2 2（cosψ−cosψ（ｔ＋Δt））2〉 (12) (13) ψ（ｔ）が周期信号でなく、Ｔ秒間のＮ個サンプ
ルに対してランダムとみなせる場合には、式(13)
は次のようになる。
Ｙ＝４〈E2 1〉〈E2 2〉 (14)
ψ（ｔ）が周期信号であるときには、Δtを上述し
た条件下でランダムにとることにより、式(14)を
得ることができる。ここで、電力平均のＤ／Ｕ比
Γを Γ＝〈E2 1〉／〈E2 2〉 (15) とすると、式(11)、(14)より Γ＝−ｋ＋√2−１ (16) となる。
た条件下でランダムにとることにより、式(14)を
得ることができる。ここで、電力平均のＤ／Ｕ比
Γを Γ＝〈E2 1〉／〈E2 2〉 (15) とすると、式(11)、(14)より Γ＝−ｋ＋√2−１ (16) となる。
但し ｋ＝１−2X2／Ｙ (17)
ここで式(16)のΓは、６，７のＡ／Ｄ変換器、８
の演算機により求めることができ、干渉量を定量
的に検出することができる。
の演算機により求めることができ、干渉量を定量
的に検出することができる。
第２図Ｂに演算機８の動作フローチヤートを示
す。サンプル数Ｎ、遅延時間Δtを設定し、サン
プリングをカウントするｉをｉ＝１にする。Ａ／
Ｄ変換器６，７でサンプリングし、和〓Aiと差の
２乗和〓（Ai−Bi）2をとる。ｉ＝Ｎでなければ、
さらにＡ／Ｄ変換器でサンプリングする。ｉ＝Ｎ
になつたらＸ、Ｙを算出し、ｋを計算する。k2−
１＞０なら干渉量Γを算出する。もしk2−１＜０
なら、Γは算出せずｉ＝１にもどり、新たなΓの
計算を開始する。
す。サンプル数Ｎ、遅延時間Δtを設定し、サン
プリングをカウントするｉをｉ＝１にする。Ａ／
Ｄ変換器６，７でサンプリングし、和〓Aiと差の
２乗和〓（Ai−Bi）2をとる。ｉ＝Ｎでなければ、
さらにＡ／Ｄ変換器でサンプリングする。ｉ＝Ｎ
になつたらＸ、Ｙを算出し、ｋを計算する。k2−
１＞０なら干渉量Γを算出する。もしk2−１＜０
なら、Γは算出せずｉ＝１にもどり、新たなΓの
計算を開始する。
第３図にフエージング周波数Fdをパラメータ
としたときのＤ／Ｕ設定値と実測値の関係を示
す。図３に示すように実施例はΔtが0.2と小さ
いため、フエージング周波数にＤ／Ｕ比は影響さ
れない。
としたときのＤ／Ｕ設定値と実測値の関係を示
す。図３に示すように実施例はΔtが0.2と小さ
いため、フエージング周波数にＤ／Ｕ比は影響さ
れない。
第４図は実施例で、実施例の演算機の機能
を回路により行うものである。第４図で１０はア
ンテナ、１１は受信機、１２は検波器、１３は平
滑回路、１４は２乗回路、１５は除算回路、
１６はレベル計、１７は遅延回路、１８は差動増
幅器、１９は２乗回路、２０は平滑回路であ
る。
を回路により行うものである。第４図で１０はア
ンテナ、１１は受信機、１２は検波器、１３は平
滑回路、１４は２乗回路、１５は除算回路、
１６はレベル計、１７は遅延回路、１８は差動増
幅器、１９は２乗回路、２０は平滑回路であ
る。
Ｄ波、Ｕ波の合成波ｅは１０のアンテナを通
し、１１の受信機に入る。１１のIF出力を分岐
し、一方を１３の平滑回路に入力し平滑する
と、その出力は実施例で示した式(11)の低周波
成分Ｘに相当する。この出力をさらに１４の２乗
回路を通し２乗すると、式(18)Ｘを得る。
し、１１の受信機に入る。１１のIF出力を分岐
し、一方を１３の平滑回路に入力し平滑する
と、その出力は実施例で示した式(11)の低周波
成分Ｘに相当する。この出力をさらに１４の２乗
回路を通し２乗すると、式(18)Ｘを得る。
Ｘ＝（〈E2 1〉＋〈E2 2〉）2
＝＜E2 1〉2＋２〈E2 1〉〈E2 2〉＋〈E2 2〉2 (18)
１２の検波器出力の他は、１８の差動増幅器と
１７の遅延回路に入力される。１７は実施例の
Δtに相当する遅延を生じさせ、１８に入力され
る。１８では遅延されない信号と、１２からの遅
延された信号の差動増幅を行ない、１９，２０の
２乗回路、平滑回路を通すと、実施例の式
（１４）に相当する高周波成分Ｙを得る。さらに、１
４及び２０の出力を１５の除算回路に入力する
と、その出力Ｚは、式(13)、(18)より電力平均の
Ｄ／Ｕ比Γを含む式(19)で表わされる。
１７の遅延回路に入力される。１７は実施例の
Δtに相当する遅延を生じさせ、１８に入力され
る。１８では遅延されない信号と、１２からの遅
延された信号の差動増幅を行ない、１９，２０の
２乗回路、平滑回路を通すと、実施例の式
（１４）に相当する高周波成分Ｙを得る。さらに、１
４及び２０の出力を１５の除算回路に入力する
と、その出力Ｚは、式(13)、(18)より電力平均の
Ｄ／Ｕ比Γを含む式(19)で表わされる。
Ζ＝〈E2／1〉2＋２〈E2／1〉〈E2／2〉＋〈E2／
2〉2／４〈E2／1〉〈E2／2〉＝１／４（Γ＋２＋１／Γ
）(19) Ζを１６のレベル計で測定すると、干渉量を定
量的に知ることができる。
2〉2／４〈E2／1〉〈E2／2〉＝１／４（Γ＋２＋１／Γ
）(19) Ζを１６のレベル計で測定すると、干渉量を定
量的に知ることができる。
第５図は本発明の実施例で、２１はアンテ
ナ、２２は受信機、２３はAGC、２４は検波器
（２乗）、２５は増幅器、２６はフイルター
（HPF）、２７は検波器、２８はフイルター
（LPF）、２９は平滑回路、３０は平滑回路、
３１はレベル計である。図６は干渉検出装置の各
部観測波形で、３２は２４の検出器の出力、３
３は２６のフイルターの出力、３４は２７の検
波器の出力、３５は３０の平滑回路出力を示
す。
ナ、２２は受信機、２３はAGC、２４は検波器
（２乗）、２５は増幅器、２６はフイルター
（HPF）、２７は検波器、２８はフイルター
（LPF）、２９は平滑回路、３０は平滑回路、
３１はレベル計である。図６は干渉検出装置の各
部観測波形で、３２は２４の検出器の出力、３
３は２６のフイルターの出力、３４は２７の検
波器の出力、３５は３０の平滑回路出力を示
す。
Ｄ波とＵ波の合成波ｅは、２１のアンテナを通
し２２の受信機で受信され中間周波に落され、
IF‐OUTより出力される。この出力を２３の
AGCを通し、２４の検波器で包絡線検波する
と、第６図の３２の波形が得られる。これは、干
渉検出原理で述べた式(5)に相当する波形である。
３２を２５で増幅し、低周波成分をカツトするた
め２６のフイルター（HPF）を通すと、高周
波成分３３を得ることができる。３３は
2E1E2cosψ（ｔ）で表わされ、これを２７，２８
を通し包絡線検波すると、Ｄ波とＵ波の積Y′式(2
０）を得る。
し２２の受信機で受信され中間周波に落され、
IF‐OUTより出力される。この出力を２３の
AGCを通し、２４の検波器で包絡線検波する
と、第６図の３２の波形が得られる。これは、干
渉検出原理で述べた式(5)に相当する波形である。
３２を２５で増幅し、低周波成分をカツトするた
め２６のフイルター（HPF）を通すと、高周
波成分３３を得ることができる。３３は
2E1E2cosψ（ｔ）で表わされ、これを２７，２８
を通し包絡線検波すると、Ｄ波とＵ波の積Y′式(2
０）を得る。
Y′＝2E1・E2 (20)
Y′は瞬時値であり、フエージングオーダの周
波数で変化するため３０の平滑回路を通し、そ
の２乗平均値の平方根Ｙを測定する３１のレベル
計で指示させる。
波数で変化するため３０の平滑回路を通し、そ
の２乗平均値の平方根Ｙを測定する３１のレベル
計で指示させる。
Ｙ＝２（〈E2 1〉・〈E2 2〉）1/2 (21)
一方、第５図に示すように２４の検波器の出
力を分岐して、フエージングによる変動が十分平
均化される時定数で２９の平滑回路により受信
レベルの平均値を検出する。この平均値でAGC
をかけ、検波器の出力（短区間中央値）が一定
になるようにする。つまり、Ｄ波とＵ波の２乗和
が一定になるようにする。
力を分岐して、フエージングによる変動が十分平
均化される時定数で２９の平滑回路により受信
レベルの平均値を検出する。この平均値でAGC
をかけ、検波器の出力（短区間中央値）が一定
になるようにする。つまり、Ｄ波とＵ波の２乗和
が一定になるようにする。
Ｘ＝〈E2 1＋E2 2〉＝〈E2 1〉＋〈E2 2〉＝Ｃ（一定）(22)
式(21)、(22)より
となり、ＹはＤ／Ｕ比Γ（電力比）と一定の関係
にあるため、ＹからΓを推定することができる。
にあるため、ＹからΓを推定することができる。
第７図はΓとＹの出力関係を示し、実線は理論
値（式(23)）を、×印は実測値Ｙを示す。
値（式(23)）を、×印は実測値Ｙを示す。
なお、２７の検波器を２乗検波器にし、３１
を平均値指示型のレベル計にしても、ＹはΓと一
定の関係にあり、Γを推定することができる。
を平均値指示型のレベル計にしても、ＹはΓと一
定の関係にあり、Γを推定することができる。
（発明の効果）
以上説明したように本干渉量検出方式は、通信
中に干渉量を定量的に検出できるため、干渉量が
ある設定値以上になつた場合、他チヤネルに切替
えて通話品質の劣化をまねくことなく通話を継続
することができる利点がある。
中に干渉量を定量的に検出できるため、干渉量が
ある設定値以上になつた場合、他チヤネルに切替
えて通話品質の劣化をまねくことなく通話を継続
することができる利点がある。
また、本方式は、自動車電話のように無線ゾー
ンが３〜５Kmの小ゾーン方式により周波数の利用
率向上を図つているシステムにおいては、さらに
周波数のくり返し距離を小さくできるため、周波
数利用率が向上し、加入者容量の増大に貢献する
ことができる。
ンが３〜５Kmの小ゾーン方式により周波数の利用
率向上を図つているシステムにおいては、さらに
周波数のくり返し距離を小さくできるため、周波
数利用率が向上し、加入者容量の増大に貢献する
ことができる。
第１図は検波器出力Ｒ（ｔ）の例、第２図Ａは
本発明の第１の実施例のブロツク図、第２図Ｂは
第２図Ａにおける演算機８の動作フロー、第３図
は第２図の回路による実験結果を示す図、第４図
は本発明の第２の実施例のブロツク図、第５図は
本発明の第３の実施例のブロツク図、第６図は本
発明による装置の各部観測波形の例、第７図は第
５図の回路における実験結果を示す図である。 （符号の説明（第２図））３；アンテナ、４；
受信機、５；検波器、６，７；Ａ／Ｄ変換器、
８；演算機、９；遅延回路。
本発明の第１の実施例のブロツク図、第２図Ｂは
第２図Ａにおける演算機８の動作フロー、第３図
は第２図の回路による実験結果を示す図、第４図
は本発明の第２の実施例のブロツク図、第５図は
本発明の第３の実施例のブロツク図、第６図は本
発明による装置の各部観測波形の例、第７図は第
５図の回路における実験結果を示す図である。 （符号の説明（第２図））３；アンテナ、４；
受信機、５；検波器、６，７；Ａ／Ｄ変換器、
８；演算機、９；遅延回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 角度変調による無線通信方式において、希望
波と妨害波を同時受信したとき包絡線検波出力に
生じるフエージングのスペクトル帯域とほぼ同じ
帯域をもち希望波と、妨害波の出力の和（＝＜
E1 2＞＋＜E2 2＞）＝より成る情報をもつ低周波成
分を平滑操作によつて検出する手段と、フエージ
ングのスペクトル帯域より高い帯域をもつたビー
トであつて希望波と妨害波の出力の積（＝＜E1 2
＞＜E2 2＞）＝よりなる情報をもつ高周波成分をフ
イルタリングすることによつて検出する手段とを
有し、前記低周波成分（＝Ｘ＝＜E1 2＞＋＜E2 2
＞）＝と高周波成分（＝Ｙ＝４＜E1 2＞＜E2 2＞）＝
とから干渉量Γ（＝＝＜E1 2＞／＜E2 2＞）＝を求め
ることを特徴とする同一周波干渉量測定方式。 ２ 前記ビートによる高周波成分を送信側で希望
波と妨害波の搬送周波をわずかに離調させること
による生じさせるごとき特許請求の範囲第１項記
載の同一周波干渉量検出方式。 ３ 前記ビートによる高周波成分を希望波と妨害
波の変調信号の振幅又は周波数を異にすること、
変調波の信号情報を異にすること、又は変調波の
変調度を異にすることにより生じさせるごとき特
許請求の範囲第１項記載の同一周波干渉量検出方
式。 ４ 前記低周波成分をアナログ−デイジタル変換
器と演算器により低周波成分はサンプリングの平
均をとることにより求め、高周波成分は低周波成
分には同値とみなせるわずかな遅延時間内でサン
プリングした２つの値の差の２乗又は絶対値の平
均を取ることにより求めるごとき特許請求の範囲
第１項記載の同一周波干渉量検出方式。 ５ 前記低周波成分は高周波成分を十分平滑でき
る平滑回路により求め、高周波成分は遅延回路、
差動増幅器、平滑回路より求めるごとき特許請求
の範囲第１項記載の同一周波干渉量検出方式。 ６ 前記低周波成分を平滑して低周波成分の平均
値が一定になるようAGCをかけ、高周波成分は
フイルター、検波器により求め、それを平滑する
ことによつて求めるごとき特許請求の範囲第１項
記載の同一周波干渉量検出方式。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58018102A JPS59144232A (ja) | 1983-02-08 | 1983-02-08 | 同一周波干渉量検出方式 |
| US06/541,842 US4561114A (en) | 1983-02-08 | 1983-10-14 | Cochannel interference measurement system |
| EP83307195A EP0117946B1 (en) | 1983-02-08 | 1983-11-24 | Co-channel interference measurement system |
| DE8383307195T DE3379252D1 (en) | 1983-02-08 | 1983-11-24 | Co-channel interference measurement system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58018102A JPS59144232A (ja) | 1983-02-08 | 1983-02-08 | 同一周波干渉量検出方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59144232A JPS59144232A (ja) | 1984-08-18 |
| JPH0120817B2 true JPH0120817B2 (ja) | 1989-04-18 |
Family
ID=11962260
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58018102A Granted JPS59144232A (ja) | 1983-02-08 | 1983-02-08 | 同一周波干渉量検出方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59144232A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5260584B2 (ja) * | 2010-03-11 | 2013-08-14 | アルプス電気株式会社 | 信号強度測定装置 |
-
1983
- 1983-02-08 JP JP58018102A patent/JPS59144232A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59144232A (ja) | 1984-08-18 |
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