JPH01214287A

JPH01214287A - 誘導電動機のベクトル制御方法と装置

Info

Publication number: JPH01214287A
Application number: JP63039811A
Authority: JP
Inventors: Tadashi Ashikaga; 足利　正; Masakatsu Nomura; 昌克野村
Original assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Meidensha Corp; Meidensha Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1988-02-23
Filing date: 1988-02-23
Publication date: 1989-08-28
Anticipated expiration: 2013-07-30
Also published as: DE68915029D1; US4967135A; EP0330188B1; KR960003009B1; JP2780263B2; KR890013871A; EP0330188A1; ES2056131T3; DE68915029T2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】Ａ、産業上の利用分野本発明は、誘導電動機のベクトル制御方法及び装置に関
する。

Ｂ１発明の概要本発明は、誘導電動機のベクトル制御において、誘導電
動機の速度検出を一次電流と電圧から算定することによ
り、速度検出器とその配線を不要にしたものである。

Ｃ１従来の技術誘導電動機のベクトル制御方式は、その二次電流と二次
磁束を直交させた制御（非干渉側＃）によってトルクに
線形性を得て、応答性及び追従性を直流機と同等以上に
しようとするものである。

このベクトル制御方式においては、トルク指令に応じた
すべり周波数を演算し、このすべり周波数と電動機の回
転数検出値から磁束演算、トルク演算を行い、また電動
機の一次周波数を演算している。

Ｄ１発明が解決しようとする課題従来のベクトル制御方式では電動機の回転周波数を検出
する速度検出系が不可欠となる。また、インバータ等の
制御装置の設定位置と電動機位置とが離れることが多く
なる。このため、従来方式では電動機の速度検出器（タ
コジェネレータ等）と制御装置間に比較的長い距離の配
線を必要とするし、この配線には電動機電流等による誘
導障害を起こし易い問題がある。

なお、速度検出系を不要にする制御方式として、ｖ　／
　ｆ　＝一定制御方式があるが、この方式ではトルクの
制御が非線形になって応答性が悪くまた速度の精度も悪
くなる。

本発明の目的は、電動機の速度検出に速度検出器を不要
にしてベクトル制御できるようにしたものである。

８４課題を解決するための手段本発明は上記目的を達成するため、誘導電動機の磁束電
流設定値１１ｍ’とトルク電流設定値１１ｊ″と二次時
定数で２とからすべり角周波数ω８を求め、このすべり
角周波数ωｓと誘導電動機の回転角周波数ωｓの加算に
よって一次角周波数ωｏを求めてベクトル制御を行う誘
導電動機のベクトル制御方法において、誘導電動機の一
次電圧及び一次電流から同期回転座標（α、β軸）の二
次磁束λ２．を求め、この二次磁束λ２βから次式０式
％：：に従って回転角周波数ω８を求め、この回転角周波数ω
ｓを前記回転角周波数ωｓとして二次磁束λ２βが零に
なる非干渉制御を行うことを特徴とする。

また、本発明は、制御電圧源によるベクトル制御方式に
よる回転角周波数ωｓの推定を行う装置を特徴とする。

Ｆ１作用誘導電動機の電圧方程式はその固定子に固定した固定子
座標（ｄ、ｑ軸）で表すと次の（１）式％式％Ｌｌ　　ニー次インダクタンスＬ、　　二二次インダクタンスＭ　　：励磁インダクタンスＬ、　　：等価漏れインダクタンス上記（１）式を一次角周波数ωｏで回転する同期回転座
標（α、β軸）に変換すると次の（２）式になる。

但し、Ｖ　Ｉａｌｖｌｌ　：α−β軸一次電圧１＋ａ、ｉ＋ａ
：α−β軸一次電流 λ、２、λ２．：α−β軸二次磁束 ωｏ　　ニー欠肉周波敗上記（２）式において、すべり角周波数ωｓを但し、τ
、：二次時定数（＝　Ｌ　ｔ／　ｒ　ｔ）ωｏ＝ω１＋
ωｓ　　　＠◆豊（３−２）ｉ２．＝一定　　　　　・
・・（３−３）とすると、二次磁束λ７２、λ、６は λｖａ−Ｍ　”　　！　＋ａ　　　　　・　・　・（４
−１）λ、＝０　　　　　　　　・　・　・（４−２）
となり、またトルクＴはＴ＝−（λＨａ　　１１ａ−よｔａ　　Ｌｊ＝　　Ｍ”
　　ｊｔｇ”ｊｔｇ　　”−（５）Ｌｘ　　　　　　　
　　　　Ｌｔとなり、二次磁束と二次電流の非干渉制御が成立する。

上述の原理による非干渉制御においては、（３１）、（
３−２）式におけるすべり角周波数ωｓと磁束電流ｉｌ
＃の設定と、誘導電動機の回転角周波数ω７の検出によ
って一欠肉周波数ωｏを求めることを必要とする。

ここで、速度検出系を設けない場合には回転角周波数ω
ｓが不明のため（３−２）式の一欠肉周波敢ωｏを求め
ることができないが、逆に（４−１）、（４−２）式が
成立するように一欠肉周波数ωｏを調節し、前記（４−
１）、（４−２）式が成立する状態を得れば非干渉制御
が成立する。

そして、−欠肉周波数ωｏの調節は（３−２）式から推
定回転角周波数ω８の調節になり、ωｏ＝ωｓ＋ωｘ　
　　　６１１争Ｓ拳（６−１）この推定回転角周波数ω
ｓは ωｓ−に、λ、、＋ＫｓＳλ、、ｄｔ　　・・・（６−
２）但し、Ｋｌ：定数に、：定数として推定される。

従って、本発明は、（６−２）式に従って推定回転角周
波数ωｓを求め、このω８を回転角周波数ω１としてベ
クトル制御を行い、λ２．が零となる非干渉制御状態を
得る。このとき、推定回転角周波数ω８は誘導機の回転
検出による回転角周波数ωｓに一致する。

上記（６−２）式における二次磁束λ２．は電動機の一
次電圧、一次電流から求めることができる。

即ち、前記（１）式の１．２行目からの関係にあり、これら式からλｔｄｓ　λ１．が求めら
れる。

λｔｑ・”（Ｓ　（Ｖ＋ａ−ｒ＋１ｔＪｄｔ−Ｌ＊ｌ＋
ｑ）　−−−−（８２）菖これらλ、６、λ２．を同期回転座標に変換するには、
次式によってなされる。

但し、　　θ−５ωｏｄｔ従って、（８−１）、（８−２）式及び（９）式から、
λ、、はｄ−Ｑ軸の一次電圧Ｖ＋ａｑＶ＋ｑと一次電流
１＋ｄｓｌ＋ｑから求めることができる。また、これら
一次電圧と一次電流は電動機の３相一次電圧と一次電流
から座標変換によって求めることができる。

上述までのことから、回転角周波数ωｓをその検出器に
よることなく、一次組流と一次電圧からへ４算で求める
ことができるが、本発明方法によるベクトル制御を正確
にするには二次磁束λ、が一定に維持されることが条件
となる。これを以下に詳細に説明する。

ベクトル制御方法には制御電流源（ＣＣ８）による方式
と、制御電圧源（ＣＶＳ）による方式がある。

第２図はＣＣ８方式のブロック図を示す。速度設定値ω
ｒ′と誘導電動機ｌの速度検出器２が検出する回転角周
波数ωｓとの偏差を速度制御増幅′５３で比例積分（Ｐ
Ｉ）演算し、この演算出力に同期回転座標上のトルク電
流設定値１１６”を得る。

すべり演算回路４は固定の磁束電流設定値１　（ａ”と
トルク電流設定値＋＋、“と二次時定数τ２とからすべ
り角周波数ωｓを求め、このすべり角周波数ωｓと回転
角周波数ωｓとを加算器５で加算して一欠肉周波数ωｏ
を求める。座標変換部６は電流設定値！　＋ａ”　％　
　！　ｌｅ”と一次色周波数ωｏとによって３相電流の
うちの２相分電流設定値１ａ”、ｌｅ”を求める。これ
ら電流設定値！ａ”ｚｌｅ”を目標値とする電流制御増
幅器７ａ、７ｂは電動機１のａ、ｃ相検出電流との偏差
をＰＩ演算し、電圧設定値Ｖ、“、ｖｃ”を求め、さら
に両者を加算器８で加算と反転増幅器９で反転してｂ相
の電圧設定値ｖｂ′を求める。ＰＷＭインバータ１０は
電圧設定値Ｖａ“、Ｖｂ”、Ｖｃ“に従ったパルス幅の
ＰＷＭ電圧出力を電動機ｌに供給する。

このような構成により、磁束電流設定値ｉ１．８とトル
ク電流設定値ｉｎ“を３相座標の一次電流指令１ａ”　
、Ｉｂ”　ｓ　　ｌｅ”　　ｌ変換し、電流フィードバ
ックによって一次電流を該指令に一致させることにより
電流１１１と１１ｓ′とを直交させる。

第３図はＣＶＳ方式のブロック図を示す。同図ではトル
ク電流設定値１１〆と磁束電流設定値１１、“を非干渉
演算部１１によって電圧設定値Ｖ　１６”　Ｎ　Ｖ　Ｈ
ａ”に変換し、これを座標変換部６Ａで３相座枕の電圧
設定値Ｖ　ａ”　、　Ｖ　１１”　、Ｖ　ｃ“に変換す
る。非干渉演算部１１は電流１１．′、ｉ＋ｓ　　から
電圧Ｖ　１．”　、Ｖ　Ｉａ゛への変換に互いの干渉性
を排除するための演算を行う。この演算は、誘導機の等
価ブロック図が第４図に示すよう（９電流１１、ｉＩｊ
と電圧ｖｉａ、Ｖｌｊに互いの干渉性ωｏＬｌ、ωＯＬ
＋が作用することから、その干渉性をキャンセルするべ
く、次式に従って行われる。

Ｖ　＋ａ”　＝　ｒ　Ｉｉ　１ｍ”　＋（ＩＪＯＬＩＩ
　ｌ　＋ｓ”　　””（１０−１）Ｖｌｓ”　”　（ｒ
＋＋Ｌ、Ｐ）　Ｉ　＋ｓ”　　（ＬｌＯＬ旨、Ｉ・・・
・（１０−２）ここで、Ｌ　、／　ｒ　、が小さいときにはＩ／（ｒ＋
＋１２βＰ）が１／ｒ１で近似され、（１０−２）式を
次式のように簡略化できる。

■、、”＝ｒ口ｒｅ”　　（ｃｌｏＬ旨、、”　　・、
−（１０−３）上述までのＣＣ８方式又はＣＶＳ方式の
ベクトル制御方式において、二次時定数τ、　（＝　Ｌ
　、／ｒｔ）が電動機ｌの実際の値と異なる場合の比較
を第５図（Ａ）及び（Ｂ）に示す。同図において、電流
ｉ１．′、ｉ＋ｚ”を一定にした状態で、ｒ、を変えた
（相対比）ときのトルクＴ、一次電流ｉ７、二次磁束１
λ、１の変化（相対比）を示す。

第５図（Ａ）に示すＣｖＳ方式ではｒ、の増加につれて
Ｉ５、Ｔが共に減少するが、ｌλ、１はほぼ一定に保た
れる。これに対し、第５図（Ｂ）に示すＣＣ５方式では
ｒ、の増加にｉ、がほぼ一定に保たれるが、Ｔ及び１λ
２１が増加してくる。

従って、両方式共に二次時定数τ、の変化によってトル
クＴが変化するが、ＣＣ８方式では磁束も変化する。こ
れに対して、ＣＶＳ方式では磁束がほぼ一定に保たれる
。

ところで、二次抵抗ｒ、の実際の値と前述の（３−１）
式のすべり角周波数ωｓの演算に用いる値とが異なると
、該すべり角周波数ωｓの誤差として表され、前述のよ
うな影響をおよぼすが、本発明方法による回転角周波数
周波数ωｓの推定過程においてもωｓに誤差がある状態
と考えられる。このためωｓ推定過程において磁束１λ
、ｊが変化するＣＣ８方式では安定した回転角周波数ω
７の推定ができず、何らかの方法によって磁束を一定に
する制御手段を必要とする。これに対して、ＣＶＳ方式
では磁束が一定に保たれることから、前述の（６−１）
、（６−２）式によると回転角周波数ω１の推定が可能
となる。

以上のことから、本発明方法と装置はＣＶＳ方式が育利
となる。

Ｇ、実施例第１図は本発明の一実施例を示すブロック図であり、Ｃ
ＶＳ方式のベクトル制御装置を示す。同図中、第４図と
同じものは同一符号で示す。座標変換部６Ａは一欠肉周
波数ωｏを積分器１２で積分した位相角θを使用し、変
換部１３によって同期回転座標の電圧Ｖ　＋ａ”　、Ｖ
　＋Ｊ”を固定座標の電圧１７１４”　ｓ　Ｖ　Ｉ４　
　に変換する。この変換式は次のまた、座標変換部６Ａ
の変換部１４は、電圧Ｖ　Ｈａ”　、Ｖ　＋＋ａ”から
３相電圧Ｖａ”　、Ｖｂ”　ｓｖｃ″に変換する。この
変換式は次のようになる。

速度演算部１５は、電動機１の一次電圧及び一次電流か
ら固定子座標の二次磁束λ０、λｔ、を求ぬ、これを同
期回転座標の二次磁束λ３２、λ、Ｊに変換し、λ、６
を比例積分演算して回転角周波数ωｓの推定値を求める
。ここで、電動機ｌの一次電圧にはその検出によること
なく、座標変換部ｖｌｄ”　％　Ｖ　ＩＱｌを利用する
。これは、ＰＷＭインバータｌＯがほぼ指令値通りの正
弦波電圧出力を得ることができることに基づく。こうし
たことから、速度演算部１５は、変換器１６によって電
動機の検出電流１ａｄｌｅからｂ相電流も求め、３相座
標から次式によって固定座標の電流１＋ａ、ｉ　ＩＱこ
の変換した電流１＋ｄｑｌｌｑと変換器１３の変換電圧
Ｖ　＋ａ’　、Ｖ　＋ｑ”とから演算器１７によって推
定二次磁束λｔｄｓ　λ、ｑを前述の（８−１）、（８
−２）式から求め、さらに前述の（９）式によって変換
器１８が同期回転座標の推定二次磁束λ１、λ２１１を
求める。そして、（６−２）式に基づいて比例演算器１
９によって比例係数に、により推定二次磁束λ□の比例
骨を求め、積分演算器２０によって積分定数に、により
積分値を求め、加算器２１で両川力を加算して推定回転
角周波数ω１を得る。

このような速度演算部１５により、二次磁束λ２βの推
定値の比例積分演算によって推定回転角周波数ωｓが変
化し、−夾角周波数ωｏの変化により、二次磁束と二次
電流に干渉分がなくなったベクトル制御状態になると、
前述のことから二次磁束λ、−が零になり、周波数ω１
も一定値に落ち着き、これは電動機ｌの速度検出値に一
致する。従って、電動機ｌの速度検出を行うことなく、
例えばＰＷＭインバータ１０の出力電流ｉ１、ｉ　ｃの
検出からベクトル制御が実現され、電動機位置から速度
検出信号を取り込むことを不要にする。

Ｈ，発明の効果以上のとおり、本発明によれば、電動機の一次電流と電
圧から同期回転座標の二次磁束λ２．を求め、この二次
磁束から推定する回転角周波数ωｓを使って該二次磁束
λ２βが零になるよう調節することで非干渉状態を得る
ようにしたため、速度検出器とその配線を不要にしたベ
クトル制御が実現される。

また、装置には制御電圧源方式に適用して安定したベク
トル制御ができ、さらには−吹型圧検出を不要にするこ
ともできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
ＣＣ８方式のベクトル制御装置ブロック図、第３図はＣ
ｖＳ方式のベクトル制御装置ブロック図、第４図は誘導
機の等価ブロック図、第５図（Ａ）はＣＣ８方式での二
次抵抗ｒｔ誤差による磁束λ２、トルクＴ、電流＋　１
の特性図、第５図（Ｂ）はＣｖＳ方式での特性図である
。３・・・速度制御増幅器、４・・・すべり演算回路、６
．６Ａ・・・座標変換器、１０・・・ＰＷＭインバータ
、ｌｌ・・・非干渉演算部、１２・・・積分器、１２β
１４・・・変換器、！５・・・速度演算部、１６・・・
変換器、１７・・・演算器、１８・・・変換器、１９・
・・比例演算器、２０・・・積分演算器。第３図ＣＶＳ方式のブロック図第４図誘導機の等価ブロック図第５図（Ａ＞ｒｚ（ＰＵ）第５図（Ｂ）ｒｚ　（ＰＵ）

Claims

【特許請求の範囲】

（１）誘導電動機の磁束電流設定値ｉ＿１＿α＾＊とト
ルク電流設定値ｉ＿１＿β＾＊と二次時定数τ＿２とか
らすべり角周波数ω＿ｓを求め、このすべり角周波数ω
＿ｓと誘導電動機の回転角周波数ω＿ｒの加算によって
一次角周波数ω＿ｏを求めてベクトル制御を行う誘導電
動機のベクトル制御方法において、誘導電動機の一次電
圧及び一次電流から同期回転座標（α、β軸）の二次磁
束λ＿２＿βを求め、この二次磁束λ＿２＿βから次式 ω＿ｘ＝Ｋ＿１λ＿２＿β＋Ｋ＿ｍ∫λ＿２＿βｄｔＫ
＿１：定数Ｋ＿ｍ：定数に従って回転角周波数ω＿ｘを求め、この回転角周波数
ω＿ｘを前記回転角周波数ω＿ｒとして二次磁束λ＿２
＿βが零になる非干渉制御を行うことを特徴とする誘導
電動機のベクトル制御方法。
（２）前記磁束電流設定値ｉ＿ｉ＿α＾＊とトルク電流
設定値ｉ＿１＿β＾＊と一次角周波数ω＿ｏから次式▲
数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ｒ＿１：一次抵抗Ｌ＿ｏ：等価漏れインダクタンスＬ＿ｉ：一次インダクタンスＰ：微分演算子（ｄ／ｄｔ）に従って電圧指令ｖ＿１＿α＾＊、ｖ＿１＿β＾＊を求
め、この電圧指令ｖ＿１＿α＾＊、ｖ＿１＿β＾＊から
誘導電動機の３相電圧指令ｖ＿ａ＾＊、ｖ＿ｂ＾＊、ｖ
＿ｃ＾＊を求める誘導電動機のベクトル制御方法におい
て、前記一次角周波数ω＿ｏを前記回転角周波数ω＿ｘ
とすべり角周波数ω＿■の加算によって求めることを特
徴とする請求項１記載の誘導電動機のベクトル制御方法
。
（３）誘導電動機の速度設定値ω＿ｒ＾＊と回転角周波
数ω＿ｒとの偏差から比例積分演算によってトルク電流
指令値ｉ＿１＿β＾＊を求める速度制御増幅器と、磁束
電流設定値ｉ＿１＿α＾＊と前記トルク電流指令値ｉ＿
１＿β＾＊と二次時定数τ＿２とからすべり角周波数ω
＿■を求めるすべり演算部と、前記すべり角周波数ω＿
■と回転角周波数ω＿ｒを加算した一次角周波数ω＿ｏ
とトルク電流指令値ｉ＿１＿β＾＊と磁束電流指令値ｉ
＿１＿α＾＊から電圧指令ｖ＿１＿α＾＊とｖ＿１＿β
＾＊を求める非干渉演算部と、前記電圧指令ｖ＿１＿α
＾＊、ｖ＿１＿β＾＊と一次角周波数ω＿ｏの積分値θ
とから求める固定子座標（ｄ、ｑ軸）の電圧指令値ｖ＿
１＿ｄ＾＊、ｖ＿１＿ｑ＾＊を２相−３相変換してＰＷ
Ｍインバータの３相電圧指令ｖ＿ａ＾＊・ｖ＿ｂ＾＊、
ｖ＿ｃ＾＊を求める座標変換部と、誘導電動機の一次電
圧及び一次電流から求める固定子座標の二次磁束λ＿２
＿ｄ、λ＿２＿ｑを同期回転座標の二次磁束λ＿２＿α
、λ＿２＿βに変換し該二次磁束λ＿２＿βを比例積分
演算して前記回転角周波数ω＿ｒを求める速度演算部と
を備えたことを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装
置。
（４）前記速度演算部は二次磁束λ＿２＿ｄ、λ＿２＿
ｑを次式 ▲数式、化学式、表等があります▼ ▲数式、化学式、表等があります▼ ｉ＿１＿ｄ、ｉ＿１＿ｑ：一次電流（ｄ、ｑ軸）ｖ＿１
＿ｄ、ｖ＿１＿ｑ：一次電圧（ｄ、ｑ軸）ｒ＿１：一次
抵抗Ｌ＿２：二次インダクタンスＭ：励磁インダクタンスＬ＿■：等価漏れインダクタンスに従った演算により求めることを特徴とする請求項３記
載の誘導電動機のベクトル制御装置。
（５）前記速度演算部は二次磁束λ＿２＿ｄ、λ＿２＿
ｑの演算に一次電圧ｖ＿１＿ｄ、ｖ＿１＿ｑを前記座標
変換部の電圧指令値ｖ＿１＿ｄ＾＊、ｖ＿１＿ｑ＾＊を
利用することを特徴とする請求項３又は４項記載の誘導
電動機のベクトル制御装置。