JPH0113453Y2 - - Google Patents
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- JPH0113453Y2 JPH0113453Y2 JP1983031370U JP3137083U JPH0113453Y2 JP H0113453 Y2 JPH0113453 Y2 JP H0113453Y2 JP 1983031370 U JP1983031370 U JP 1983031370U JP 3137083 U JP3137083 U JP 3137083U JP H0113453 Y2 JPH0113453 Y2 JP H0113453Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- circuit
- transistor
- voltage
- inverting
- Prior art date
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
(イ) 産業上の利用分野
本考案は、AMラジオ受信機のIF（中間周波）
増幅回路の改良に関するもので、特にAM検波回
路と直結するに適したIF増幅回路に関するもの
である。 (ロ) 従来技術 AMラジオ受信機のIF増幅回路とAM検波回路
とを直結した回路としては、第１図の如きものが
ある。第１図において、１はエミツタが抵抗２及
び３を介して共通接続された第１及び第２トラン
ジスタ４及び５を含むIF増幅回路、６は検波ト
ランジスタ７と検波用のコンデンサ８とを含み、
前記第２トランジスタ５のコレクタに得られる
IF出力信号をAM検波する為のAM検波回路、９
は検波出力信号が得られる出力端子、１０は抵抗
１１とコンデンサ１２とから成る積分回路、及び
１３は該積分回路１０の出力信号が印加される
AGC（自動利得制御）回路である。入力端子１４
に印加されたIF信号は、IF増幅回路１で差動増
幅され、増幅されたIF信号が第２トランジスタ
５のコレクタに発生する。しかして、前記増幅さ
れたIF信号は、AM検波回路６で検波され、出力
端子９から後段回路（図示せず）に伝送される
が、検波出力信号は一方において、積分回路１０
を介してAGC回路１３に印加され、RF（ラジオ
周波）増幅回路やIF増幅回路の利得制御が行な
われる。前記第１図の回路は、IF増幅回路１の
負荷が抵抗１５によつて構成されており、外付部
品も少ない為に、IC（集積回路）化が容易である
という利点を有する。しかしながら、第１図の回
路は、IF増幅回路１の利得を大とする為に定電
流源１６に流れる電流を大とすると、負荷となる
抵抗１５の電圧降下も大となり、低電源電圧で動
作させることが出来ないという欠点を有する。例
えば、第１及び第２トランジスタ４及び５のエミ
ツタ抵抗を無視し、定電流源１６に流れる電流を
I0、負荷となる抵抗１５の値をＲとすれば、前記
IF増幅回路１の利得Ａは、Ａ＝qRI0／4KTとなる。た だし、ｑは電子の電荷、Ｋはボルツマン定数、Ｔ
は絶対温度で、ｑ／KT＝1/26mVである。 従つて、歪改善の為に利得を大とし、例えばＡ
＝20（26dB）とすれば、前記抵抗１５における電
圧降下（RI0／２）は約1V、Ａ＝30とすれば、前記 電圧降下は約1.6Vとなる。また、第１図の回路
において、出力端子９に得られる直流電圧は、
VCC−RI0／２−VBE（ただし、VBEはトランジスタの ベース・エミツタ間電圧、VCCは電源電圧）とな
り、これをAGC電圧として用いると、RI0／２の項 が差動接続された第１及び第２トランジスタ４及
び５のオフセツト等でバラツキ、AGC特性が悪
化するという欠点を有していた。 一方、特性面で改善されたAMラジオ受信機の
IF増幅回路としては、第２図の如きものが提案
されている。この第２図の回路は、IF増幅回路
１を構成する第１及び第２トランジスタ４及び５
の負荷としてLC並列共振回路１７を用いた点を
特徴とするもので、前記LC並列共振回路１７は、
直流インピーダンスが零である為負荷における電
圧降下が生ぜず、低電源電圧で動作させることが
出来る。また、出力端子９に得られる直流電圧
は、VCC−VBEとなり、これをAGC電圧として用
いる場合、バラツキ要因が少ないので、AGC特
性の悪化が防止されるという利点を有する。しか
しながら、第２図の回路においては、LC並列共
振回路１７をIC化出来ない為に、IC化に不向き
な回路であり、かつ他の部分をIC化した場合、
高価なLC並列共振回路を外付けしなければなら
ず、回路全体のコストが上昇してIC化の価値が
半減するという欠点を有していた。 (ハ) 考案の目的 本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、特
性が良く、IC化が容易で、かつAM検波回路と直
結することが可能なIF増幅回路を提供せんとす
るものである。 (ニ) 考案の構成 本考案に係るIF増幅回路は、一対のトランジ
スタから成る差動増幅部と、前記一対のトランジ
スタの一方のトランジスタのコレクタ電流を反転
する第１電流反転回路と、前記一対のトランジス
タの他方のトランジスタのコレクタ電流を反転す
る第２電流反転回路と、該第２電流反転回路の出
力電流を反転する第３電流反転回路と、前記第１
及び第３電流反転回路の共通出力端に一端が接続
される負荷抵抗と、該負荷抵抗の他端に接続され
る基準電源と、前記負荷抵抗の一端と前記他方の
トランジスタのベースとの間に接続される直流負
帰還路と、前記負荷抵抗の一端に接続される出力
端子とによつて構成される。 (ホ) 実施例 第３図は、本考案の一実施例を示す回路図で、
１８及び１９はエミツタがそれぞれエミツタ抵抗
２０、及び２１を介して共通接続され、差動増幅
動作を行う第１及び第２トランジスタ、２２はダ
イオード接続された第３トランジスタ２３と第４
トランジスタ２４とから成り、前記第１トランジ
スタ１８のコレクタ電流を反転して取り出す第１
電流反転回路、２５はダイオード接続された第５
トランジスタ２６と第６トランジスタ２７とから
成り、前記第２トランジスタ１９のコレクタ電流
を反転して取り出す第２電流反転回路、２８はダ
イオード接続された第７トランジスタ２９と第８
トランジスタ３０とから成り、前記第２電流反転
回路２５の出力電流を反転して取り出す第３電流
反転回路、３１は一端が前記第１及び第３電流反
転回路２２及び２８の共通出力端に、他端が電圧
VAの基準電源３２に接続された負荷抵抗、３３
は抵抗３４とコンデンサ３５とを含み前記負荷抵
抗３１の一端と前記第２トランジスタ１９のベー
スとを接続する直流負帰還路、３６は抵抗３７と
コンデンサ３８とを含み、基準電源３２の直流電
圧をバイアス電圧として第１トランジスタ１８の
ベースに印加する為のバイアス路、３９はIF増
幅回路の出力端子、４０は検波トランジスタ４１
と検波用のコンデンサ４２とを含み、前記出力端
子３９に得られるIF信号をAM検波する為のAM
検波回路、４３は検波出力信号が抵抗４４とコン
デンサ４５とから成る積分回路を介して印加され
るAGC回路、及び４６は検波出力端号が得られ
る出力端子である。 無信号状態において、第１及び第２トランジス
タ１８及び１９のエミツタ電流源４７に流れる電
流をI0とし、前記第１及び第２トランジスタ１８
及び１９のベースバイアス電圧を等しくし、回路
がバランスしていると仮定すれば、前記第１及び
第２トランジスタ１８及び１９のコレクタ電流は
等しくI0／２となる。前記第１トランジスタ１８の コレクタ電流I0／２は、第１電流反転回路２２で反 転され、第４トランジスタ２４のコレクタから
I0／２の電流が出力点Ｐに供給される。一方、第２ トランジスタ１９のコレクタ電流I0／２は、第１及 び第２電流反転回路２５及び２８で２度反転さ
れ、第８トランジスタ３０のコレクタによつて
I0／２の電流が出力点Ｐから吸引される。その為、 出力点Ｐにおいては、供給される電流と吸引され
る電流とが等しくなり、前記出力点Ｐの電圧は、
基準電源３２の電圧VAに保たれる。基準電源３
２の電圧VAは、第１トランジスタ１８のベース
にバイアス路３６を通してバイアス電圧として印
加され、等しい値の電圧VAが出力点Ｐから第２
トランジスタ１９のベースにバイアス電圧として
印加されるから、バイアス関係は一定に保たれ
る。 しかしながら、差動接続された第１及び第２ト
ランジスタ１８及び１９の間の製造工程上のアン
バランスや、第１乃至第３電流反転回路２２乃至
２８の反転比のバラツキ等により、第４トランジ
スタ２４から出力点Ｐに供給される電流と、第８
トランジスタ２８により出力点Ｐから吸引される
電流とが一致しないと、負荷抵抗３１に電流が流
れ、該負荷抵抗３１に電圧降下を生じる。しかし
て、前記負荷抵抗３１に生じた電圧降下は、直流
負帰環路３３を介して第２トランジスタ１９のベ
ースに印加されるので、前記第４及び第８トラン
ジスタ２４及び３０のコレクタ電流が一致する様
な負帰還制御が行なわれる。例えば、第４トラン
ジスタ２４のコレクタ電流が第８トランジスタ３
０のコレクタ電流よりも大となると、出力点Ｐか
ら負荷抵抗３１に電流が流入し、第２トランジス
タ１９のベース電圧が上昇する。その為、第２ト
ランジスタ１９のコレクタ電流が大となり、第２
及び第３電流反転回路２５及び２８に流れる電流
が大となるとともに、第１トランジスタ１８のコ
レクタ電流が小となり、第１電流反転回路２２に
流れる電流が小となるので、第４及び第８トラン
ジスタ２４及び３０のコレクタ電流が等しくな
り、出力点Ｐの電圧は、基準電源３２の電圧VA
に等しくなる。逆に、第４トランジスタ２４のコ
レクタ電流が第８トランジスタ３０のコレクタ電
流よりも小となると、基準電源３２から負荷抵抗
３１に電流が流入し、第２トランジスタ１９のベ
ース電圧が下降して負帰還がかかり、結局出力点
Ｐの電圧は、基準電源３２の電圧VAに等しくな
る。従つて、第３図の実施例において、出力点Ｐ
の直流電圧は、常に基準電圧VAと等しくなり、
安定なバイアス状態を保つことが出来る。 入力端子４８にIF信号が印加されると、第１
及び第２トランジスタ１８及び１９のベース電圧
に差が生じ、該ベース電圧の差に応じたコレクタ
電流が流れる。その時の前記第１トランジスタ１
８のコレクタ電流をI1＝I0／２＋ΔI、前記第２トラ ンジスタ１９のコレクタ電流をI2＝I0／２−ΔIとす れば、第４トランジスタ２４のコレクタ電流は
I1、第８トランジスタ３０のコレクタ電流はI2と
なる。従つて、負荷抵抗３１に流れる電流は、I3
＝I1−I2＝2ΔIとなり、出力点Ｐにおける出力電
位は、負荷抵抗３１の抵抗値をＲとすれば、VP
＝RI3＝2RΔIとなる。それ故、負荷抵抗３１の値
を大とすれば、高利得のIF増幅回路を得ること
が出来、歪率の改善されたIF増幅回路を提供出
来る。 出力点Ｐに得られる出力信号は、AM検波回路
４０の検波トランジスタ４１のベースに印加さ
れ、出力端子４６に検波出力信号が発生する。ま
た、検波出力信号は抵抗４４とコンデンサ４５と
から成る積分回路を介してAGC回路４３に印加
され、AGCの為に使用される。AM検波回路４
０及びAGC回路４３については、従来から使用
されているものと同一に付、詳細は省略する。 (ヘ) 考案の効果 以上述べた如く、本考案に依れば、高利得かつ
低歪率でAM検波回路と直結出来るIF増幅回路を
提供出来るという利点を有する。また、高利得に
する為に、負荷抵抗３１の値を大としても、該負
荷抵抗３１における直流電圧降下が無いので、低
電源電圧で作動させることが出来るという利点を
有する。また、AGC基準電圧は、出力点Ｐの電
圧VPから検波トランジスタ４１のベース・エミ
ツタ間電圧VBEを引いた値となり、かつ前記電圧
VPは基準電圧VAに固定されるので、前記AGC基
準電圧のバラツキを少くすることが出来るという
利点を有する。更に、直流負帰還路及びバイアス
路に挿入されるローパスタフイルタ用のコンデン
サ３５及び３８は、FMIF増幅回路に使用さるコ
ンデンサと共用出来るので、実質的な外付ピン数
の増加や外付部品の増加を招かず、IC化に適し
たIF増幅回路を提供出来る。 尚、バイアス路３６に挿入される抵抗３７及び
コンデンサ３８は回路設計に応じて省略すること
も可能である。
増幅回路の改良に関するもので、特にAM検波回
路と直結するに適したIF増幅回路に関するもの
である。 (ロ) 従来技術 AMラジオ受信機のIF増幅回路とAM検波回路
とを直結した回路としては、第１図の如きものが
ある。第１図において、１はエミツタが抵抗２及
び３を介して共通接続された第１及び第２トラン
ジスタ４及び５を含むIF増幅回路、６は検波ト
ランジスタ７と検波用のコンデンサ８とを含み、
前記第２トランジスタ５のコレクタに得られる
IF出力信号をAM検波する為のAM検波回路、９
は検波出力信号が得られる出力端子、１０は抵抗
１１とコンデンサ１２とから成る積分回路、及び
１３は該積分回路１０の出力信号が印加される
AGC（自動利得制御）回路である。入力端子１４
に印加されたIF信号は、IF増幅回路１で差動増
幅され、増幅されたIF信号が第２トランジスタ
５のコレクタに発生する。しかして、前記増幅さ
れたIF信号は、AM検波回路６で検波され、出力
端子９から後段回路（図示せず）に伝送される
が、検波出力信号は一方において、積分回路１０
を介してAGC回路１３に印加され、RF（ラジオ
周波）増幅回路やIF増幅回路の利得制御が行な
われる。前記第１図の回路は、IF増幅回路１の
負荷が抵抗１５によつて構成されており、外付部
品も少ない為に、IC（集積回路）化が容易である
という利点を有する。しかしながら、第１図の回
路は、IF増幅回路１の利得を大とする為に定電
流源１６に流れる電流を大とすると、負荷となる
抵抗１５の電圧降下も大となり、低電源電圧で動
作させることが出来ないという欠点を有する。例
えば、第１及び第２トランジスタ４及び５のエミ
ツタ抵抗を無視し、定電流源１６に流れる電流を
I0、負荷となる抵抗１５の値をＲとすれば、前記
IF増幅回路１の利得Ａは、Ａ＝qRI0／4KTとなる。た だし、ｑは電子の電荷、Ｋはボルツマン定数、Ｔ
は絶対温度で、ｑ／KT＝1/26mVである。 従つて、歪改善の為に利得を大とし、例えばＡ
＝20（26dB）とすれば、前記抵抗１５における電
圧降下（RI0／２）は約1V、Ａ＝30とすれば、前記 電圧降下は約1.6Vとなる。また、第１図の回路
において、出力端子９に得られる直流電圧は、
VCC−RI0／２−VBE（ただし、VBEはトランジスタの ベース・エミツタ間電圧、VCCは電源電圧）とな
り、これをAGC電圧として用いると、RI0／２の項 が差動接続された第１及び第２トランジスタ４及
び５のオフセツト等でバラツキ、AGC特性が悪
化するという欠点を有していた。 一方、特性面で改善されたAMラジオ受信機の
IF増幅回路としては、第２図の如きものが提案
されている。この第２図の回路は、IF増幅回路
１を構成する第１及び第２トランジスタ４及び５
の負荷としてLC並列共振回路１７を用いた点を
特徴とするもので、前記LC並列共振回路１７は、
直流インピーダンスが零である為負荷における電
圧降下が生ぜず、低電源電圧で動作させることが
出来る。また、出力端子９に得られる直流電圧
は、VCC−VBEとなり、これをAGC電圧として用
いる場合、バラツキ要因が少ないので、AGC特
性の悪化が防止されるという利点を有する。しか
しながら、第２図の回路においては、LC並列共
振回路１７をIC化出来ない為に、IC化に不向き
な回路であり、かつ他の部分をIC化した場合、
高価なLC並列共振回路を外付けしなければなら
ず、回路全体のコストが上昇してIC化の価値が
半減するという欠点を有していた。 (ハ) 考案の目的 本考案は、上述の点に鑑み成されたもので、特
性が良く、IC化が容易で、かつAM検波回路と直
結することが可能なIF増幅回路を提供せんとす
るものである。 (ニ) 考案の構成 本考案に係るIF増幅回路は、一対のトランジ
スタから成る差動増幅部と、前記一対のトランジ
スタの一方のトランジスタのコレクタ電流を反転
する第１電流反転回路と、前記一対のトランジス
タの他方のトランジスタのコレクタ電流を反転す
る第２電流反転回路と、該第２電流反転回路の出
力電流を反転する第３電流反転回路と、前記第１
及び第３電流反転回路の共通出力端に一端が接続
される負荷抵抗と、該負荷抵抗の他端に接続され
る基準電源と、前記負荷抵抗の一端と前記他方の
トランジスタのベースとの間に接続される直流負
帰還路と、前記負荷抵抗の一端に接続される出力
端子とによつて構成される。 (ホ) 実施例 第３図は、本考案の一実施例を示す回路図で、
１８及び１９はエミツタがそれぞれエミツタ抵抗
２０、及び２１を介して共通接続され、差動増幅
動作を行う第１及び第２トランジスタ、２２はダ
イオード接続された第３トランジスタ２３と第４
トランジスタ２４とから成り、前記第１トランジ
スタ１８のコレクタ電流を反転して取り出す第１
電流反転回路、２５はダイオード接続された第５
トランジスタ２６と第６トランジスタ２７とから
成り、前記第２トランジスタ１９のコレクタ電流
を反転して取り出す第２電流反転回路、２８はダ
イオード接続された第７トランジスタ２９と第８
トランジスタ３０とから成り、前記第２電流反転
回路２５の出力電流を反転して取り出す第３電流
反転回路、３１は一端が前記第１及び第３電流反
転回路２２及び２８の共通出力端に、他端が電圧
VAの基準電源３２に接続された負荷抵抗、３３
は抵抗３４とコンデンサ３５とを含み前記負荷抵
抗３１の一端と前記第２トランジスタ１９のベー
スとを接続する直流負帰還路、３６は抵抗３７と
コンデンサ３８とを含み、基準電源３２の直流電
圧をバイアス電圧として第１トランジスタ１８の
ベースに印加する為のバイアス路、３９はIF増
幅回路の出力端子、４０は検波トランジスタ４１
と検波用のコンデンサ４２とを含み、前記出力端
子３９に得られるIF信号をAM検波する為のAM
検波回路、４３は検波出力信号が抵抗４４とコン
デンサ４５とから成る積分回路を介して印加され
るAGC回路、及び４６は検波出力端号が得られ
る出力端子である。 無信号状態において、第１及び第２トランジス
タ１８及び１９のエミツタ電流源４７に流れる電
流をI0とし、前記第１及び第２トランジスタ１８
及び１９のベースバイアス電圧を等しくし、回路
がバランスしていると仮定すれば、前記第１及び
第２トランジスタ１８及び１９のコレクタ電流は
等しくI0／２となる。前記第１トランジスタ１８の コレクタ電流I0／２は、第１電流反転回路２２で反 転され、第４トランジスタ２４のコレクタから
I0／２の電流が出力点Ｐに供給される。一方、第２ トランジスタ１９のコレクタ電流I0／２は、第１及 び第２電流反転回路２５及び２８で２度反転さ
れ、第８トランジスタ３０のコレクタによつて
I0／２の電流が出力点Ｐから吸引される。その為、 出力点Ｐにおいては、供給される電流と吸引され
る電流とが等しくなり、前記出力点Ｐの電圧は、
基準電源３２の電圧VAに保たれる。基準電源３
２の電圧VAは、第１トランジスタ１８のベース
にバイアス路３６を通してバイアス電圧として印
加され、等しい値の電圧VAが出力点Ｐから第２
トランジスタ１９のベースにバイアス電圧として
印加されるから、バイアス関係は一定に保たれ
る。 しかしながら、差動接続された第１及び第２ト
ランジスタ１８及び１９の間の製造工程上のアン
バランスや、第１乃至第３電流反転回路２２乃至
２８の反転比のバラツキ等により、第４トランジ
スタ２４から出力点Ｐに供給される電流と、第８
トランジスタ２８により出力点Ｐから吸引される
電流とが一致しないと、負荷抵抗３１に電流が流
れ、該負荷抵抗３１に電圧降下を生じる。しかし
て、前記負荷抵抗３１に生じた電圧降下は、直流
負帰環路３３を介して第２トランジスタ１９のベ
ースに印加されるので、前記第４及び第８トラン
ジスタ２４及び３０のコレクタ電流が一致する様
な負帰還制御が行なわれる。例えば、第４トラン
ジスタ２４のコレクタ電流が第８トランジスタ３
０のコレクタ電流よりも大となると、出力点Ｐか
ら負荷抵抗３１に電流が流入し、第２トランジス
タ１９のベース電圧が上昇する。その為、第２ト
ランジスタ１９のコレクタ電流が大となり、第２
及び第３電流反転回路２５及び２８に流れる電流
が大となるとともに、第１トランジスタ１８のコ
レクタ電流が小となり、第１電流反転回路２２に
流れる電流が小となるので、第４及び第８トラン
ジスタ２４及び３０のコレクタ電流が等しくな
り、出力点Ｐの電圧は、基準電源３２の電圧VA
に等しくなる。逆に、第４トランジスタ２４のコ
レクタ電流が第８トランジスタ３０のコレクタ電
流よりも小となると、基準電源３２から負荷抵抗
３１に電流が流入し、第２トランジスタ１９のベ
ース電圧が下降して負帰還がかかり、結局出力点
Ｐの電圧は、基準電源３２の電圧VAに等しくな
る。従つて、第３図の実施例において、出力点Ｐ
の直流電圧は、常に基準電圧VAと等しくなり、
安定なバイアス状態を保つことが出来る。 入力端子４８にIF信号が印加されると、第１
及び第２トランジスタ１８及び１９のベース電圧
に差が生じ、該ベース電圧の差に応じたコレクタ
電流が流れる。その時の前記第１トランジスタ１
８のコレクタ電流をI1＝I0／２＋ΔI、前記第２トラ ンジスタ１９のコレクタ電流をI2＝I0／２−ΔIとす れば、第４トランジスタ２４のコレクタ電流は
I1、第８トランジスタ３０のコレクタ電流はI2と
なる。従つて、負荷抵抗３１に流れる電流は、I3
＝I1−I2＝2ΔIとなり、出力点Ｐにおける出力電
位は、負荷抵抗３１の抵抗値をＲとすれば、VP
＝RI3＝2RΔIとなる。それ故、負荷抵抗３１の値
を大とすれば、高利得のIF増幅回路を得ること
が出来、歪率の改善されたIF増幅回路を提供出
来る。 出力点Ｐに得られる出力信号は、AM検波回路
４０の検波トランジスタ４１のベースに印加さ
れ、出力端子４６に検波出力信号が発生する。ま
た、検波出力信号は抵抗４４とコンデンサ４５と
から成る積分回路を介してAGC回路４３に印加
され、AGCの為に使用される。AM検波回路４
０及びAGC回路４３については、従来から使用
されているものと同一に付、詳細は省略する。 (ヘ) 考案の効果 以上述べた如く、本考案に依れば、高利得かつ
低歪率でAM検波回路と直結出来るIF増幅回路を
提供出来るという利点を有する。また、高利得に
する為に、負荷抵抗３１の値を大としても、該負
荷抵抗３１における直流電圧降下が無いので、低
電源電圧で作動させることが出来るという利点を
有する。また、AGC基準電圧は、出力点Ｐの電
圧VPから検波トランジスタ４１のベース・エミ
ツタ間電圧VBEを引いた値となり、かつ前記電圧
VPは基準電圧VAに固定されるので、前記AGC基
準電圧のバラツキを少くすることが出来るという
利点を有する。更に、直流負帰還路及びバイアス
路に挿入されるローパスタフイルタ用のコンデン
サ３５及び３８は、FMIF増幅回路に使用さるコ
ンデンサと共用出来るので、実質的な外付ピン数
の増加や外付部品の増加を招かず、IC化に適し
たIF増幅回路を提供出来る。 尚、バイアス路３６に挿入される抵抗３７及び
コンデンサ３８は回路設計に応じて省略すること
も可能である。
第１図及び第２図は、従来のIF増幅回路を示
す回路図、及び第３図は本考案の一実施例を示す
回路図である。 主な図番の説明、１８……第１トランジスタ、
１９……第２トランジスタ、２２，２５，２８…
…電流反転回路、３１……負荷抵抗、３３……直
流負帰還路。
す回路図、及び第３図は本考案の一実施例を示す
回路図である。 主な図番の説明、１８……第１トランジスタ、
１９……第２トランジスタ、２２，２５，２８…
…電流反転回路、３１……負荷抵抗、３３……直
流負帰還路。
Claims (1)
- 一対のトランジスタから成り、一方のトランジ
スタのベースに印加される中間周波信号を増幅す
る為の差動増幅部と、該差動増幅部の一方のトラ
ンジスタのコレクタ電流を反転して取り出す第１
電流反転回路と、前記差動増幅部の他方のトラン
ジスタのコレクタ電流を反転して取り出す第２電
流反転回路と、該第２電流反転回路の出力電流を
反転する為の第３電流反転回路と、前記第１電流
反転回路の出力端子と前記第３電流反転回路の出
力端子との共通接続端に一端が接続される負荷抵
抗と、該負荷抵抗の他端に接続される基準電源
と、前記負荷抵抗の一端と前記他方のトランジス
タのベースとの間に接続される直流負帰還路と、
前記負荷抵抗の一端に接続される出力端子とから
成り、該出力端子に検波回路を直結し得る様にし
たことを特徴とする中間周波増幅回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1983031370U JPS59137616U (ja) | 1983-03-03 | 1983-03-03 | 中間周波増幅回路 |
| KR2019840001436U KR890007395Y1 (ko) | 1983-03-03 | 1984-02-22 | 중간주파 증폭회로 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1983031370U JPS59137616U (ja) | 1983-03-03 | 1983-03-03 | 中間周波増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59137616U JPS59137616U (ja) | 1984-09-13 |
| JPH0113453Y2 true JPH0113453Y2 (ja) | 1989-04-20 |
Family
ID=30162219
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1983031370U Granted JPS59137616U (ja) | 1983-03-03 | 1983-03-03 | 中間周波増幅回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59137616U (ja) |
| KR (1) | KR890007395Y1 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8400218B2 (en) * | 2010-11-15 | 2013-03-19 | Qualcomm, Incorporated | Current mode power amplifier providing harmonic distortion suppression |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5222853A (en) * | 1975-08-14 | 1977-02-21 | Sony Corp | Amplifier |
| JPS5346253A (en) * | 1976-10-08 | 1978-04-25 | Toshiba Corp | Signal amplifier circuit |
-
1983
- 1983-03-03 JP JP1983031370U patent/JPS59137616U/ja active Granted
-
1984
- 1984-02-22 KR KR2019840001436U patent/KR890007395Y1/ko not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR890007395Y1 (ko) | 1989-10-25 |
| JPS59137616U (ja) | 1984-09-13 |
| KR840006477U (ko) | 1984-12-03 |
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