JPH0123005B2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPH0123005B2 JPH0123005B2 JP55072361A JP7236180A JPH0123005B2 JP H0123005 B2 JPH0123005 B2 JP H0123005B2 JP 55072361 A JP55072361 A JP 55072361A JP 7236180 A JP7236180 A JP 7236180A JP H0123005 B2 JPH0123005 B2 JP H0123005B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- pulse width
- voltage
- output
- terminal
- input
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/04—Shaping pulses by increasing duration; by decreasing duration
- H03K5/05—Shaping pulses by increasing duration; by decreasing duration by the use of clock signals or other time reference signals
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Pulse Circuits (AREA)
- Electronic Switches (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、パルス幅として加わる入力信号を時
間領域で操作して出力する波形変換回路に関す
る。
間領域で操作して出力する波形変換回路に関す
る。
従来、第１図ａに示す構成によるパルス幅変換
回路があり、ｂは各部の波形を示す。この回路は
周知の如く、パルスストレツチヤと称され時間軸
上の波形操作を行なうものである。この構成にお
いて、入力信号イが接地に対して正電位の期間ト
ランジスタTr1は導通状態となり、コンデンサC1
の端子電圧e1はほぼ接地電位となる。入力信号が
接地電位になるとトランジスタT1は非導通状態
となり、コンデンサC1は抵抗R1を通して電圧E1
で充電され、端子電圧e1はロの如く指数関数で上
昇する。さらに電圧比較器１１の反転入力にはコ
ンデンサC1の端子電圧e1が加わり、非反転入力に
は基準電圧e2が加わる。電圧e1が基準電圧e2を越
えると電圧比較器１１の出力電位は反転する。従
つて該電圧比較器１１の出力波形はハのようにな
る。即ち入力信号のパルス幅をτx、出力信号のパ
ルス幅をτyとし、電圧e1が基準電圧e2を超える迄
の時間τbとすると入出力のパルス幅の関係はτy＝
τx＋τbとなる。ここで、τbはE1，R1，C1およびe2
によつて定まる一定のパルス幅である。従つてこ
のパルス幅変換回路によれば、入力信号のパルス
幅τxとE1，R1，C1に対応したパルス幅の出力信
号を得ることができるが、入力信号のパルス幅以
下の微小パルス幅を得ることはできない欠点があ
つた。
回路があり、ｂは各部の波形を示す。この回路は
周知の如く、パルスストレツチヤと称され時間軸
上の波形操作を行なうものである。この構成にお
いて、入力信号イが接地に対して正電位の期間ト
ランジスタTr1は導通状態となり、コンデンサC1
の端子電圧e1はほぼ接地電位となる。入力信号が
接地電位になるとトランジスタT1は非導通状態
となり、コンデンサC1は抵抗R1を通して電圧E1
で充電され、端子電圧e1はロの如く指数関数で上
昇する。さらに電圧比較器１１の反転入力にはコ
ンデンサC1の端子電圧e1が加わり、非反転入力に
は基準電圧e2が加わる。電圧e1が基準電圧e2を越
えると電圧比較器１１の出力電位は反転する。従
つて該電圧比較器１１の出力波形はハのようにな
る。即ち入力信号のパルス幅をτx、出力信号のパ
ルス幅をτyとし、電圧e1が基準電圧e2を超える迄
の時間τbとすると入出力のパルス幅の関係はτy＝
τx＋τbとなる。ここで、τbはE1，R1，C1およびe2
によつて定まる一定のパルス幅である。従つてこ
のパルス幅変換回路によれば、入力信号のパルス
幅τxとE1，R1，C1に対応したパルス幅の出力信
号を得ることができるが、入力信号のパルス幅以
下の微小パルス幅を得ることはできない欠点があ
つた。
また他の従来例としてτxなるパルス幅の入力信
号を標本化によりＡ／Ｄ変換した後、デイジタル
符号に応じたτyなるパルス幅を出力する波形操作
により、入出力パルス幅の関係がτy＝ａ・τxとな
るような方法があつた。この方法によれば、サン
プリング周期によつて定まる定数ａを１以下にで
きるので、入力信号のパルス幅以下の出力を得る
ことができるが、回路が複雑になる点、Ａ／Ｄ変
換を行うことにより出力パルス幅が入力パルス幅
の変化に対して不連続になる点、入力パルス幅が
狭い場合はサンプリング周波数を高くせねばなら
ず、技術的な困難性を伴なう等の欠点があつた。
号を標本化によりＡ／Ｄ変換した後、デイジタル
符号に応じたτyなるパルス幅を出力する波形操作
により、入出力パルス幅の関係がτy＝ａ・τxとな
るような方法があつた。この方法によれば、サン
プリング周期によつて定まる定数ａを１以下にで
きるので、入力信号のパルス幅以下の出力を得る
ことができるが、回路が複雑になる点、Ａ／Ｄ変
換を行うことにより出力パルス幅が入力パルス幅
の変化に対して不連続になる点、入力パルス幅が
狭い場合はサンプリング周波数を高くせねばなら
ず、技術的な困難性を伴なう等の欠点があつた。
本発明は、上記したような欠点を解決するため
に、入力パルス幅を電圧に変換してパルス幅変調
器の制御入力に加えることを特徴とし、入力パル
ス幅に比例し、入力パルス幅より狭いパルス成分
を含む出力パルスを得る回路を提供するものであ
る。
に、入力パルス幅を電圧に変換してパルス幅変調
器の制御入力に加えることを特徴とし、入力パル
ス幅に比例し、入力パルス幅より狭いパルス成分
を含む出力パルスを得る回路を提供するものであ
る。
第２図は本発明による実施例を示す図で、ａは
構成を示し、ｂは各部の波形を示す。主要構成は
抵抗R2，R3，R4トランジスタTr2から成る定電流
源１２と、積分コンデンサC2と、放電用電子ス
イツチ１３ａと、パルス幅変調器１６ａから成
る。さらにパルス幅変調器１６ａはコンデンサ
C3、抵抗R1，R6，R7，R8，R9、トランジスタ
Tr3、電圧比較器１１ａおよび１１ｂ、フリツプ
フロツプ１５で構成される。まず、放電パルスイ
が入力されると、放電用電子スイツチ１３ａで、
積分コンデンサC2の電荷は急速に放電する。ま
たインバータ１３ｂも電子スイツチとして使用さ
れ、入力信号ロが加わると論理レベル“１”の期
間定電流源１２を駆動する。このため積分コンデ
ンサC2の端子電圧ハは、瞬時の電圧をｖ、定電
流をｉ、時間をｔとすればｖ＝１／C2∫idtとなるの で時間と共に直線的に増加し、その最終値は入力
信号のパルス幅に比例する。そしてC2の端子電
圧は放電パルスが加わるまで保持される。一方、
トリガパルスニがインバータ１４に加わると電圧
比較器１１ａの入力は論理レベル“０”となりフ
リツプフロツプ１５をセツトし、Ｑ出力ホは立ち
上がる。このときトランジスタTr3のベースは、
抵抗R9を通してフリツプフロツプ１５の出力
に接続されているので非導通であるから、コンデ
ンサC3は抵抗R1を通して＋5Vで充電され、C3の
端子電圧トは指数関数曲線で上昇する。さらにコ
ンデンサC3の端子電圧が電圧比較器１１ｂの反
転入力に印加されている電圧を越えるとフリツプ
フロツプ１５はリセツトされ、トランジスタTr3
は導通状態となり、C3の電荷は急速に放電する。
ところで、R5a，R6，R7，R8の合成抵抗値が十分
大きければコンデンサC2の端子電圧ハは入力信
号のパルス幅に比例する。コンデンサC2の端子
電圧が接地電位の時、パルス幅変調器１６ａがト
リガパルスニにより起動されたとき、パルス幅変
調器１６ａの出力パルス幅はホに示した最小値τb
なるパルス幅になる。ところが、幅τxなる入力パ
ルスが定電流源１２を駆動すると入力パルス幅に
応じたコンデンサC2の端子電圧が抵抗R5aを通し
て電圧比較器１１ｂの反転入力に加算され比較電
圧が増加するので、出力パルス幅は増加する。入
力パルス幅がτxのときの出力はホに示すようにパ
ルス幅τyとなる。従つて入出力パルス幅の関係は
τy＝ａ・τx＋τbなる一次関数となり、出力パルス
幅τyは入力パルス幅τxに関連づけられる。ここ
で、パルス幅変調器１６ａの制御感度ａは、定電
流１２の出力電流と、コンデンサC2、および抵
抗R5a，R6，R7そしてR8で設定される定数であ
る。またτbはパルス幅変調器１６ａの抵抗R1と
積分コンデンサC3の値で定まる一定値である。
本発明は、ａ≦１に選ぶことにより、τxの変化分
Δτxに対するτyの変化分ΔτyをΔτxに比例し、Δτ
x
より十分小さな値にすることができる。
構成を示し、ｂは各部の波形を示す。主要構成は
抵抗R2，R3，R4トランジスタTr2から成る定電流
源１２と、積分コンデンサC2と、放電用電子ス
イツチ１３ａと、パルス幅変調器１６ａから成
る。さらにパルス幅変調器１６ａはコンデンサ
C3、抵抗R1，R6，R7，R8，R9、トランジスタ
Tr3、電圧比較器１１ａおよび１１ｂ、フリツプ
フロツプ１５で構成される。まず、放電パルスイ
が入力されると、放電用電子スイツチ１３ａで、
積分コンデンサC2の電荷は急速に放電する。ま
たインバータ１３ｂも電子スイツチとして使用さ
れ、入力信号ロが加わると論理レベル“１”の期
間定電流源１２を駆動する。このため積分コンデ
ンサC2の端子電圧ハは、瞬時の電圧をｖ、定電
流をｉ、時間をｔとすればｖ＝１／C2∫idtとなるの で時間と共に直線的に増加し、その最終値は入力
信号のパルス幅に比例する。そしてC2の端子電
圧は放電パルスが加わるまで保持される。一方、
トリガパルスニがインバータ１４に加わると電圧
比較器１１ａの入力は論理レベル“０”となりフ
リツプフロツプ１５をセツトし、Ｑ出力ホは立ち
上がる。このときトランジスタTr3のベースは、
抵抗R9を通してフリツプフロツプ１５の出力
に接続されているので非導通であるから、コンデ
ンサC3は抵抗R1を通して＋5Vで充電され、C3の
端子電圧トは指数関数曲線で上昇する。さらにコ
ンデンサC3の端子電圧が電圧比較器１１ｂの反
転入力に印加されている電圧を越えるとフリツプ
フロツプ１５はリセツトされ、トランジスタTr3
は導通状態となり、C3の電荷は急速に放電する。
ところで、R5a，R6，R7，R8の合成抵抗値が十分
大きければコンデンサC2の端子電圧ハは入力信
号のパルス幅に比例する。コンデンサC2の端子
電圧が接地電位の時、パルス幅変調器１６ａがト
リガパルスニにより起動されたとき、パルス幅変
調器１６ａの出力パルス幅はホに示した最小値τb
なるパルス幅になる。ところが、幅τxなる入力パ
ルスが定電流源１２を駆動すると入力パルス幅に
応じたコンデンサC2の端子電圧が抵抗R5aを通し
て電圧比較器１１ｂの反転入力に加算され比較電
圧が増加するので、出力パルス幅は増加する。入
力パルス幅がτxのときの出力はホに示すようにパ
ルス幅τyとなる。従つて入出力パルス幅の関係は
τy＝ａ・τx＋τbなる一次関数となり、出力パルス
幅τyは入力パルス幅τxに関連づけられる。ここ
で、パルス幅変調器１６ａの制御感度ａは、定電
流１２の出力電流と、コンデンサC2、および抵
抗R5a，R6，R7そしてR8で設定される定数であ
る。またτbはパルス幅変調器１６ａの抵抗R1と
積分コンデンサC3の値で定まる一定値である。
本発明は、ａ≦１に選ぶことにより、τxの変化分
Δτxに対するτyの変化分ΔτyをΔτxに比例し、Δτ
x
より十分小さな値にすることができる。
以上説明したように本発明によれば簡単な回路
構成で、入力パルス幅と比例関係にあり、入力パ
ルス幅以下の微小偏位を得るパルス幅変換回路を
提供できる。
構成で、入力パルス幅と比例関係にあり、入力パ
ルス幅以下の微小偏位を得るパルス幅変換回路を
提供できる。
第１図は従来のパルス幅変換回路図、第２図は
本発明による第１の実施例を示すパルス幅変換回
路、である。 １１ａ，１１ｂ…電圧比較器、１２…定電流
源、１３ａ…放電用電子スイツチ、１５…フリツ
プフロツプ、１６ａ…パルス幅変調器、C2，C3
…積分コンデンサ、R1，R5a，R6，R7，R8…抵
抗。
本発明による第１の実施例を示すパルス幅変換回
路、である。 １１ａ，１１ｂ…電圧比較器、１２…定電流
源、１３ａ…放電用電子スイツチ、１５…フリツ
プフロツプ、１６ａ…パルス幅変調器、C2，C3
…積分コンデンサ、R1，R5a，R6，R7，R8…抵
抗。
Claims (1)
- １ パルス幅τxなる入力信号に比例して駆動され
る定電流源と、該定電流源の出力電流で前記パル
ス幅τxに比例した端子電圧まで直線的に充電され
る第１の積分コンデンサと、端子電圧が指数関数
的に増加する第２の積分コンデンサと、一方の入
力端子に前記第２の積分コンデンサの端子電圧を
印加して他方の入力端子に印加した電圧と比較す
る第１の電圧比較器と、前記第１の積分コンデン
サの端子電圧に重みａ（ａ≦１）を付けて前記第
１の電圧比較器の前記他方の入力端子に印加した
電圧に加算する手段と、一方の入力端子に前記第
１の積分コンデンサの端子電圧を印加して該端子
電圧のハイレベル中に他方の入力端子に印加した
トリガパルスで出力する第２の電圧比較器と、該
第２の電圧比較器の出力でセツトし、前記第１の
電圧比較器の出力でリセツトするフリツプフロツ
プとを備えて該フリツプフロツプの出力端子から
前記第２の積分コンデンサへの充電時定数で定ま
るパルス幅τbと前記パルス幅τxに重みａを付けた
パルス幅aτxとを加算したパルス幅τy＝aτx＋τbな
るパルスを得たことを特徴とするパルス幅変換回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7236180A JPS56169420A (en) | 1980-05-30 | 1980-05-30 | Pulse width converting circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7236180A JPS56169420A (en) | 1980-05-30 | 1980-05-30 | Pulse width converting circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56169420A JPS56169420A (en) | 1981-12-26 |
| JPH0123005B2 true JPH0123005B2 (ja) | 1989-04-28 |
Family
ID=13487093
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7236180A Granted JPS56169420A (en) | 1980-05-30 | 1980-05-30 | Pulse width converting circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56169420A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP6775365B2 (ja) * | 2016-09-16 | 2020-10-28 | ローム株式会社 | 絶縁型スイッチング電源装置、および電源制御装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5710113Y2 (ja) * | 1977-08-30 | 1982-02-26 |
-
1980
- 1980-05-30 JP JP7236180A patent/JPS56169420A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56169420A (en) | 1981-12-26 |
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