JPH01233837A - 判定帰還による符号間干渉除去方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は波形伝送に際して発生する符号間干渉を除去す
るだめの判定帰還による符号間干渉除去方法およびその
装置に関する。

〔従来の技術〕

波形伝送の際に生ずる符号間干渉を除去する公知の技術
として判定帰還型等化器が知られている（ＩＥＥＥ　Ｔ
ＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ　ＯＮ　ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴ
ＩＯＮＳ　；　３２巻３号、１９８４年、２５８〜２６
６ベージ参照）。

第７図に判定帰還型等化器の従来例を示す。第７図の回
路は伝送路を介して送信側と接続されている。ここでは
、簡単のため、ベースバンド伝送を仮定して説明する。

第７図において、入力端子ＩＫは伝送路から符号間干渉
を受けた受信信号が供給され、減算器２に入力される。

減算器２では入力端子１に供給された受信信号からアダ
プティブ・フィルタ５で生成された擬似符号間干渉信号
を差し引いた差信号（＝残留符号間干渉成分を含受信信
号、〔残留符号間干渉成分〕；〔符号間干渉成分〕−〔
擬似符号間干渉信号〕）が得られ、判定器３及び減算器
６に供給される。判定器３では減算器２の出力から受信
信号データを判定し、その判定結果を出力端子４と自動
利得調整器（ＡＧＣ）７とアダプティブ・フィルタ５に
供給する。

アダプティブ・フィルタ５で適応的に生成された擬似符
号間干渉信号は、減算器２の一方の入力として供給され
る。ＡＧＣ７に供給された判定器３の出力信号はｒ倍さ
れて減算器６に入力される。

ここでｒは正数とする。ＡＧＣ７から減算器６に供給さ
れた信号は、減算器６に供給された差信号から減算され
、制御信号としてＡＧＣ７に帰還される。ＡＧＣ７では
減算器６から帰還された信号を用いて減算器６の出力が
残留符号間干渉成分に等しくなるようにｒを修正する。

す表わち、減算器６とＡＧＣ７から成る閉ループ回路は
減算器２の出力である差信号中の残留符号間干渉成分だ
けを抽出するように動作する。これは、ＡＧＣ７におい
て減算器６の出力信号と判定器３の出力信号の相関をと
ることによシ、ＡＧＣ７の出力信号の利得を適応的に定
めることで実現される。減算器６の出力である残留符号
間干渉成分はアダプティブ・フィルタ５にも供給され、
係数更新に使用される。減算器２、判定器３、アダプテ
ィブ場フィルタ５からなる閉ループ回路は、入力端子１
に供給される受信信号が受けた符号間干渉を除去するよ
うに動作する。

〔発明が解決しようとする課題〕

アダプティブ・フィルタ５が適応動作を行なうためには
アダプティブ・フィルタ５に正しく残留符号間干渉成分
が供給される必要がある。ところが、減算器２の出力信
号である差信号には残留符号間干渉成分以外の信号も含
まれているので、減算器２の出力信号を直接アダプティ
ブ・フィルタ５に供給したと仮定すると、アダプティブ
・フィルタ５の適応能力が失われることになる。そこで
、従来は第７図に示したように、減算器６、ＡＧＣ７に
よって残留符号間干渉成分を抽出することによシ、アダ
プティブ・フィルタ５の適応動作を保証するという方法
が用いられて来た。ところが、このような制御方法では
、ＡＧＣ７が必要になるとともに、十分な符号間干渉抑
圧度を得るためには、減算器６にＡＧＣ７から供給され
る、符号間干渉を受けていない受信信号を望ましいレベ
ルに保つという制御を必要とし、ハードフェア規模が大
きくなるという欠点があった。また、従来の判定帰還型
等化量は過去の送出シンボル波形の系列に起因する符号
間干渉は除去できるが、シンボル波形内の干渉を除去す
ることは不可能であった。

本発明の目的は、簡単でかつノ・−ドウエア規模が小さ
い、判定帰還による符号間干渉除去の方法及び装置を提
供することにある。また、本発明の他の目的は、過去の
送出シンボル波形の系列に起因する符号間干渉の除去だ
けでなく、シンボル波形内の干渉も除去することのでき
る判定帰還による符号間干渉除去の方法及び装置を提供
することにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の判定帰還による符号間干渉除去方法は、符号間
干渉を受けた受信信号から擬似符号間干渉信号を差引い
て差信号を求め、前記差信号を復調して得られる復調デ
ータ系列を用いて前記受信信号のシンボル波形に対応し
た既に保存されているデータを取シ出し、前記差信号と
加算もしくは減算して残留符号間干渉信号を求め、前記
差信号を前記受信信号のシンボル波形に対応したメモリ
に保存し、第１のアダプティブ・フィルタで前記残留符
号間干渉信号と前記差信号とのいずれた一方をサンプリ
ング位相と前記復調データ系列に基づいて選択して得た
誤差信号と前記復調データ系列を受けて係数を更新し、
第２のアダプティブ・フィルタで前記差信号の極性と前
記復調データ系列とを受け前記復調データ系列が特定の
値になるときだけ係数を更新し、前記第１及び第２のア
ダプティブ・フィルタの出力を加算して前記擬似符号間
干渉信号を生成する構成である。

本発明の判定帰還による符号間干渉除去装置は、受信信
号と擬似符号間干渉信号との差を得る減算器と、前記減
算器の出力を受け復調データ系列を作シ出す第１の判定
器と、前記第１の判定器から供給される前記復調データ
系列及び第１の誤差信号を受ける第１の７ダプテイブー
フイルタと、前記減算器の出力を遅延させる遅延素子と
、前記復調データ系列に基づいて前記遅延素子の出力を
分配する第１のスイッチと、前記第１のスイッチの出力
を保持する複数のメモリと前記メモリの出力を前記復調
データ系列に基づいて選択する第１のセレクタと、前記
遅延素子の出力と前記第１のセレクタの出力との和又は
差を得る演算器と、前記減算器の出力を前記受信信号の
位相に基づいて分配する第２のスイッチと、前記第２の
スイッチの１つの接点出力及び第２の誤差信号を受ける
第２の７ダプテイプ・フィルタと、前記第２のスイッチ
の１つの接点出力と零とのいずれかを前記復調データ系
列に基づいて選択する第２のセレクタと、前記演算器の
出力と前記第２のスイッチの１つの接点出力とのいずれ
かを前記復調データ系列に基づいて選択する第３のセレ
クタと、前記第２のスイッチの１つの接点出力と前記演
算器の出力と前記第３のセレクタの出力とのいずれかを
前記受信信号の位相に基づいて選択する第３のスイッチ
と、前記第１及び第２のアダプティブ・フィルタの出力
を加算して前記擬似符号間干渉信号を生成する加算器と
を備え、前記第３のスイッチの出力を前記第１の誤差信
号として前記第１のアダプティブ・フィルタに帰還し、
前記第２のセレクタの出力を前記第２の誤差信号として
前記第２のアダプティブφフィルタに帰還する構成であ
る。

〔作用〕

本発明は判定器出力を定数倍して残留符号間干渉成分を
含まない受信信号を生成し、差信号から差し引くという
従来の方法とは異なり、受信信号のアイ・パターンの特
性に注目し残留符号間干渉成分が正確に抽出されるよう
に構成した。即ち二値符号系を含む伝送路符号の受信信
号アイ・パターンの特性によれば、符号間干渉が無視で
きる場合、現在のサンプル値とＪＴ秒（Ｊは正整数、Ｔ
はデータ周期）前のサンプル値がほぼ同一の値又は逆極
性で各々の絶対値がほぼ同一の値となる確率の最小値は
零でないある正の値をとる。従って、差信号（＝残留符
号間干渉成分を含んだ受信信号）Ｋついて現在のサンプ
ル値とＪＴ秒前のサンプル値の和又は差をとることによ
シ、零でないある正の確率で残留符号間干渉成分だけを
抽出することができる。それゆえ、その和又は差を勝差
信号として用いれば、アダプティブ・フィルタの適応動
作が保証される。また、本発明はシンボル波形内の干渉
を除去するだめの１タツプのアダプティブ・フィルタを
備えることによって、従来の方法では不可能であったシ
ンボル波形内の干渉を除去出来るように構成されてお）
、従来に比べてクロククージッタに対する耐力が高まり
、性能向上をはかることができる。

〔実施例〕

次に、図面を参照して本発明について詳細に説明する。

第１図は本発明の一実施例を示す構成図である。

同図において、入力端子１には伝送路から符号間干渉を
受けた受信信号が供給され、減算器２に供給される。最
初に、伝送路符号について説明する。

第２図に伝送路符号の一例としてＭＳＫ（ミニマム会シ
フト・キーイング）符号のシンボル波形と状態遷移を示
す。第２図に示したように、ＭＳＫ符号では４８類のシ
ンボル波形を用意する。即ち、”０”及び６１′のデー
タに対し、それぞれ極性の反転した＠０′モードと１１
１モードの２種類の波形を用意する。これら４種類の状
態遷移は、第２図では矢印で示されておシ、現時点のモ
ードは１シンボル前のモードにより決定される。このＭ
ＳＫ符号はシンボル波形の境界にて必ず極性が反転する
という性質を持っている。第２図に示した伝送路符号が
伝送路を通って伝送され、符号間干渉を受ゆて第１図の
入力端子ＩＫ大入力れる。

減算器２において加算器２２の出力である擬似符号間干
渉信号を差し引かれて得られた差信号（＝残留符号間干
渉成分を含んだ受信信号）は、判定器３、ＭＴ秒の遅延
を与える遅延素子８、極性判定回路１６に供給される。

判定器３は受信されたシンボル波形に対応したデータと
モードをＴ秒毎に判定し、その出力は出力端子４とスイ
ッチ９とセレクタ（ＳＥＬ）１１，１５．１８　　とア
ダプティブ・フィルタ２５とに供給される。アダプティ
ブ−フィルタ２５．加算器２２、減算機２、遅延素子８
、スイッチ９、メモリ１０！＃・・・・・１０ｍ１　セ
レクタ１１、加算器１２、極性検出回路１３、スイッチ
１４からなる閉ループ回路はアダプティブ・フィルタ２
５の適応動作を実現するものである。スイッチ９、メ七
り１０．　、１０．　、・・・・・・１０ｍ１セレクタ
１１は減算器２の出力に含まれる受信信号成分を除去す
る。

スイッチ１４はサンプリング位相に基づいて、極性検出
回路１３の出力、又はセレクタ１５の出力、又はスイッ
チ１７の出力を選択し、アダプティブ・フィルタ２５に
供給する。

次に、加算器１２の出力と減算器２の出力である差信号
中の残留符号間干渉成分との関係について詳細に説明す
る。第３図は第２図に示した伝送路符号を採用したとき
の受信信号アイ・パターン例を示す。同図に示すように
、受信信号アイ・パターンは高域成分が除去され丸みを
帯びたものとなる。本来、受信信号アイ番パターンには
符号間干渉成分が含まれているが、最初説明を簡単にす
るために図示したアイ自パター／は波形等化が理想的に
行なわれた場合で符号間干渉成分を含まないものとする
。第３図に示した受信信号アイ・パターンの特性によれ
ば、現在のサンプル値とＪＴ秒（Ｊは正整数）前のサン
プル値が逆極性で絶対値がほぼ同一の値である確率は零
でないある正の値をとる。従って、Ｔ秒毎のサンプル値
をこのサンプル値が属するシンボル波形に対応したメモ
リに保存しておき、逆極性の波形が受信されたときのサ
ンプル値に加算することＫよって受信信号を相殺するこ
とができる。

次に１第１図におけるメモリ１０＊　ｅｌＯｔ　＊””
ｅｌｏｍの入出力信号を制御するスイッチ９とセレクタ
１１の動作について説明する。スイッチ９は受信サンプ
ル値の属するシンボル波形に対応してこのサンプル値を
保存するメモリをメモリ１０．　、ＩＱ、　、・・−・
・。

ｌＯｍから選択する。ＭＳＫ符号のアイ・パターンは第
３図に示すように４種類の波形が重ねあわされたものＫ
なるからｍ　＝　４であり、例えばメモリ１０　ｓ　ｅ
　１０ｚ　ｅ　１０ｇ　＋　１０４がそれぞれ’ｏｏ”
、”Ｏｆ’、＠１０”。

＠１１＃　　で現されるシンボル波形に対応すると考え
ることができる。ζこで、＠０１＃　とけデータ信号加
”とモード信号＠１＃で定義されるシンボル波形を表す
。スイッチ９は判定器３から供給されるデータ信号とモ
ード信号を用いて、これらの組合せが＠００”＠１０１
Ｚｌ″１０”、”１１”のときに遅延素子８から供給さ
れた信号をそれぞれメモ９１０　ｌ＊　１０ｚ　＊　１
０！　＃１０４に保存するように回路の切り換えを行な
う。

なお、第１図において、判定器３とスイッチ９、セレク
タ１１，１５．１８及びアダプティブ・フィルタ２５と
を結ぶ経路は１本の線で表示しであるが、ＭＳＮ符号を
採用した場合にはデータ信号とモード信号に対応する２
本の経路を表わす。判定器３はシンボル波形を受信し終
わるまで受信シンボル波形の判定を行々うことができず
、データ信号とモード信号が決定されないので、スイッ
チ９に供給される信号は遅延素子８によｆｉＴ秒遅延さ
せる。

すなわち、ＭＳＫ符号ではＭ＝１である。同時に加算器
１２に供給される差信号も遅延素子８でＴ秒遅延される
。第１図に示す実施例において、１シンボル波形当シの
サンプリング回数ＲをＲ＝４と仮定すると、１つのシン
ボル波形当り４種類の位相におけるサンプル値が存在す
る。このため、メモリ１０１　＋１０ｚ＊１０ｓ＊１０
４はそれぞれ４つのサブメモリから構成され、各サブメ
モリは一つのサンプル位相における一つのシンボル波形
に対応する。

逆に、一つのサンプル位相における一つのシンボル波形
に対応するメモリは唯一なので、同一サンプル位相にお
ける同一シンボル波形に対応するサンプル値は、常に更
新され、最新の値がメモリに保存されている。これはＲ
）４の場合も同様である。セレクタ１１は受信サンプル
値の属するシンボル波形に対応してデータを取り出すメ
ｉすをメモリ１０ｔ＋１０ｚｓ・−・＋１０ｍから選択
する。ＭＳＫ符号の場合には、判定器３から供給される
データ信号とモード信号を用いて、これらが’００’　
、　＠０１″。

＠１０”、＠１１”のときにそれぞれメモリ１（ｈ、１
０ｔｓ１（）ａ＊１０ｓ　　Ｋ保存されているデータを
選択して加算器１２に供給するように回路の切シ換えを
行なう。このように、セレクタ１１は判定器３で判定さ
れたシンボル波形と逆極性のシンボル波形に対応したメ
モリからのデータを選択するので、加算器１２で受信信
号が相殺され、正確に残留符号間干渉を取シ出すことが
できる。それゆえ、加算器１２の出力を用いてアダプテ
ィブ・フィルタ２５を制御すれば、アダプティブ・フィ
ルタ２５の適応動作に妨害を与える受信信号が相殺され
るので、アダプティブ・フィルタ２５の適応動作が保証
されるととＫなる。

減算器２の出力である差信号は極性判定回路１６にも供
給されておシ、差信号の極性が検出された後、スイッチ
１７０入力となる。スイッチ１７は４個の出力接点を持
っておシ、Ｔ／Ｒ秒（ｌｉ’偶数で、Ｒ＝４と仮定する
）毎に第一の出力接点から第４の出力接点まで第１図の
矢印の方向に願に切シ換えて出力する。同図の左から順
に第１、第２、第３、第４の出力接点とし、７秒毎にこ
の動作を繰プ返す。スイッチ１７の動作のす／プリング
位相は第３図に示されており、同図のｆｏ＋ｆｌｅｔ黛
、ｔｓがそれぞれ第１図のスイッチ１７の第１、第２、
第３、第４の出力接点のサンプリング位相に対応してい
る。スイッチ１７の第３の接点出力はセレクタ１５０入
力の一つとして供給される。

また、セレクタ１５の他方の入力としては、極性検出回
路１３の出力が供給されている。一方、セレクタ１５に
は制御信号として、判定器３０判定結果であるデータ信
号が入力されており、データ信号が１”のときには、ス
イッチ１７の第３の接点出力を選択して出力し、データ
信号が”Ｏ”のときには、極性検出回路１３の出力を選
択して出力する。すなわち、第３図から明らかなように
、データ信号が′″１″′のときには、シンボルの中心
に零交差点を持つから第１図に示すスイッチ１７の第３
の接点出力が残留符号間干渉成分となるのに対し、ｔ、
　　においてデータ信号がＩＩＯ”のときには、シンボ
ルの中心では零交差点を持たないので、極性検出回路１
３の出力が残留符号間干渉成分となる。従って、セレク
タ゛１５の出力はテンプリング位相″１．　　の残留符
号間干渉成分としてスイッチ１４の第３の入力接点に供
給される。スイッチ１４は４個の入力接点を有するスイ
ッチであυ、スイッチ１７に同期してＴ／Ｒ秒（但し、
ここではＲ＝４と仮定する）毎に第１の入力接点から第
４の入力接点まで第１図の矢印の方向に順に入力が切り
換えられる。同図の左から順に第１、第２、第３、第４
の入力接点とし、１秒毎にこの動作を繰り返す。第３図
に示すｊｏｓｌｌ、ｊ２．ｆ３がそれぞれ第１図のスイ
ッチ１４　、１７による第１、第２、第３、第４の入力
接点のサンプリング位相に対応している。スイッチ１４
の第１の入力接点にはスイッチ１７の第１の接点出力が
、第２及び第４の入力接点には極性検出回路１３の出力
が、第３の入力接点には前述のようにセレクタ１５の出
力が、それぞれ供給されている。第３図に示すように、
サンプリング位相１．及びｔｓでは、零又差点は生じな
いから、第１図の極性検出回路１３の出力として得られ
る残留符号間干渉成分を利用して、アダプティブ・フィ
ルタ２５のタップ係数の更新を行なう。サンプリング位
相ｔ、では、データ信号＠０”及び“１＃に対応した残
留符号間干渉成分がセレクタ１５の出力に得られ、スイ
ッチ１４の第３の入力接点に供給される。従って、スイ
ッチ１４の出力として、各サンプリング位相において、
タップ係数の更新に必要な残留符号間干渉成分が得られ
、アダプティブ・フィルタ２５Ｉ／ｃ供給すれる。以上
の説明ではＲ＝４としたが、Ｒが任意の偶数でもよいこ
とは明らかである。

次に、アダプティブ・フィルタ２５について詳細に説明
する。第４図は第１図中のアダプティブ瞭フィルタ２５
の詳細構成を示したものである。このフィルタには、第
１図の判定器３の出力信号を構成するデータ信号１０６
′とモード信号１０６とスイッチ１４の出力信号１０７
が入力される。モード信号１０６は遅延素子１００１、
乗算器１０１゜。

１０１ｘｅ−・”＋１０１ｉ−ｔ　　及び係数発生器１
０２０　＊　１０２１　＋・・・・・・、１０２Ｒ−１
に供給される。また、データ信号１０６′は遅延索子１
００．’、及び係数発生器１０２ｏ　＋１０２ｉ・°゛
°°゛、１０２Ｂ−１に供給される。それぞれＴ秒の遅
延を与える遅延素子１００ｘ、１０（ｈ、・・・・・・
、１００Ｎ／Ｒ−１及び１００１’　＋　１００　ｔ’
　＋・・・・・・、　１００Ｎ／Ｒ−１’は、この順番
に接続されており、各々クリップ・フロップで実現する
ことができる。ここで、タップ係数Ｎは正の整数であり
、ＲはＮの約数とする。また、データ信号１０６’　、
モード信号１０６のデータ周期はＴ秒である。遅延索子
１００１　（ｉ＝１　、２　、・・・・・・・・・。

Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ乗算器１０１ｊ、１０１
ｊ＋ｘ。

・・・・・・、　１０１ｊ＋ｉ−を及び係数発生器１０
２Ｊ、１０２Ｊ＋１．・・・・−、１０２Ｊ＋Ｒ−１に
供給される。また、１００ｉ　’　（ｉ＝１゜２、・・
・・・・、Ｎ／Ｒ−１）の出力はそれぞれ係数発生器１
０２ｊ、１０２」＋ｔ、・・・・・・、　１０２ｊ＋ａ
−ｘＫ供給される・。但し、ｊ＝ｉＸＲである。乗算器
１０１ｈ＋１０１ｈ＋ｎｙ・・”−”＋１０１１＋Ｎ−
Ｒ（’＝Ｏｅ　１　＊・・・・・・、Ｒ−１）ではそれ
ぞれ係数発生器１０２＋ｃ　＋　１０２に＋ｉｅ・・・
・・・、　１０２に＋Ｎ−ｉである各係数と入力モード
信号（＋１又は−１）が掛けられた後、各乗算結果はす
べて加算器１０３ｋに入力されて加算される。Ｒ個の加
算器１０３ｏｓ１０３ｓ＊・・・・・・、　１０３Ｂ−
、の出力はスイッチ１０４の接点入力となる。スイッチ
１０４はＴ秒を周期とする多接点スイッチであシ、Ｒ個
の加算器１０３ｏ−１０３ｔｓ・・・・・・。

１０３Ｒ−１の出力をこの順にＴ／Ｒ秒毎に選択して出
力し、過去の送出データ系列に起因した擬似符号間干渉
信号１０８をＴ／Ｒ秒毎に発生する。−方、スイッチ１
０４と同期して動作するスイッチ１０５けスイッチ１０
４と入出力の方向が逆転している。即ち、スイッチ１０
５は入力信号１０７をＴ／Ｒ秒毎ＶＣＲ個の接点に順番
に分配する機能を果たす。スイッチ１０５の各接点出力
は同期して動作するスイッチ１０４に対応した接点に入
力される信号経路に存在する係数発生器に供給されてい
る。

次に、係数発生器について詳細に説明する。第５図は第
４図中の係数発生器１０２ｔ（ｔ＝０　、１　、・・曲
。

Ｎ−１）の詳細構成を示したものである。第５図のモー
ド信号２００は第４図のモード信号１０６又は遅延素子
１００１＊１００ｚｅ・・・・−、１００Ｒ−１から出
力されるモード信号に対応している。同様に、第５図の
データ信号２２２′は第４図のデータ信号１０６′又は
Ｍ廷素子１００１’　、１００２’　、・・・・・−，
１００Ｒ−１′から出力されるデータ信号に対応してい
る。また、第５図の入力信号２０１は第４図におけるス
イッチ１０５の接点出力に対応している。さらに、′に
５図の出力信号２０９は第４図における係数発生器１０
２Ｌの出力に対応している。第５図において、″０＃又
は′１＃を示すデータ信号２００′はセレクタ２０４，
２０５’　、２０８の各々の制御信号として供給される
。また、データ信号２００’４Ｃ対応した＠０＃又は＠
１”をとるモード信号２００は乗算器２０２の入力の一
つとして供給される。一方、乗算器２０２の他方の入力
としては、残留符号間干渉成分から成る誤差信号２０１
が供給されている。乗算器２０２ではモード信号２００
と誤差信号２０１が掛けられた後、その乗算結果は加算
器２０３の一方の入力として供給される。ここで、Ｔ秒
の遅延を与える遅延素子２０６’、２０７は各々データ
信号２００′の＠０”及び１１″に対応した係数メモリ
であシ、その出力は共にセレクタ２０８の入力として供
給される。一方、セレクタ２０８には制御信号としてデ
ータ信号２００′が入力されており、データ信号２００
′が１０”のときには、遅延素子２０６の出力である＠
０＃に対応した係数を選択して出力し、データ信号２０
０′が＠１”のときには、遅延素子２０７の出力である
１１″に対応した係数を選択して出力し、いずれの場合
も係数を表わす出力信号２０９となる。さらに、出力信
号２０９は加算器２０３に帰還されてお夛１乗算器２０
２の出力信号と加算された後、セレクタ２０４．２０５
に入力される。また、遅延素子２０６゜２０７の出力は
各々セレクタ２０４，２０５にも入力として供給されて
いる。さらに１セレクタ２０４゜２０５の出力は各々遅
延素子２０６　、２０７に供給されている。

次に、セレクタ２０４，２０５，２０８の動作について
説明する。データ信号２００′が＠０”である場合、セ
レクタ２０８はデータ信号＠０”に対応する遅延素子２
０６の出力を選択し、出力信号２０９として出力する。

このとき、出力信号２０９は加算器２０３に入力された
後、セレクタ２０４を介して遅延素子２０６に帰還され
、データ＠０”に対応する係数の更新が行なわれる。こ
れに対して、セレクタ２０５では遅延索子２０７の出力
が選択されて、再び遅延素子２０７に供給されるので、
データ＠１＃に対応する係数の更新は行なわれない。こ
の場合とは逆に、データ信号２００′が１１”である場
合、セレクタ２０８はデータ′″１＃に対応する係数で
ある遅延素子２０７の出力を選択し、出力信号２０９と
して出力する。このとき、出力信号２０９は加算器２０
３に入力された後、セレクタ２０５を介して遅延素子２
０７に帰還され、データ”１＃に対応する係数の更新が
行なわれる。

・これに対し、セレクタ２０４では遅延素子２０６の出
力が選択されて再び遅延素子２０６に供給されるので、
データ＠Ｏ″に対応する係数の更新は行なわれない。以
上説明した原理によって、データ信号２００′の値″Ｏ
″又は１″に対応してアダプティブ・フィルタの演算に
使用する係数を選択すると共に１使用された係数に対し
ては係数の更新を行ない、使用されなかった係数に対し
ては元の値を保持するという操作により、アダプティブ
・フィルタの係数が適応的に得られる。アダプティブ＋
１フイルタ２５で発生された過去のデータ系列に起因す
る擬似符号間干渉信号は、加算器２２を介して減算器２
に供給され、入力端子ｌよ＃）供給される符号間干渉を
受けた受信信号から減算される。

次に、シンボル波形内の干渉除去について説明する。ア
ダプティブ−フィルタ１９には極性判定回路１６及びス
イッチ１７の第２の出力端子を介して、減算器２の出力
である差信号の極性がサンプリング位相１１において入
力される。サンプリング位相ｔ、の差信号の極性は第３
図に示すシンボル波形の前半部の判定データとしてアダ
プティブ・フィルタ１９において使用される。一方、セ
レクタエ８には極性判定回路１６及びスイッチ１７を介
して、減算器２の出力である差信号の極性がサンプリン
グ位相ｔ、において入力される。また、セレクタ１８に
は零も入力されておυ、判定器３の出力である復調デー
タを用いて、データ信号が１０”のときには零を、１”
のときＫはスイッチ１７の第３の出力端子に現われる残
留符号間干渉成分を選択して出力し、アダプティブ−フ
ィルタ１９に供給する。セレクタ１８はサンプリング位
相ｉ＝においてデータ″′０１を表わすシンボル波形は
零交差点を持たないが、データ１１”は必ず持つことを
区別している。セレクタ１８によシ判定器３の出力信号
のデータが＠１＃のときには残留符号間干渉成分の極性
が、かつデータが′０”のときには零がアダプティブ・
フィルタ１９に供給されるので、データが１１＃のとき
だけ選択的に係数更新が行なわれる。サンプリング位相
ｔ。

Ｋおける零からの変位のうち、シンボル波形内の干渉に
起因する成分は、アダプティブ・フィルタ１９によって
発生される擬似符号間干渉信号を加算器２２を介して減
算器２に供給し、符号間干渉を受けた受イｇ信号から減
算することにより除去される。

次に、アダプティブ・フィルタ１９について詳細に説明
する。第６図は第１図に示すアダプティブ・フィルタ１
９の詳細構成を示す。第６図の入力信号３００には第１
図のスイッチ１７の第２の出力接点の出力信号・すなわ
ちサンプリング位相ｔ１　における差信号の極性が、入
力信号、。ＩＫはヤレクタ１８の出方、すなわちサンプ
リング位相、における残留符号間干渉成分の極性又は嚇
となる誤差信号が対応している。また、第６図の出力信
号３０６は、第１図のアダプティブ・フィルタ１９の出
力信号に対応しておシ、７ンボル波形内の干渉に起因す
る擬似符号間干渉信号である。

第６図において、差信号の極性３００は乗算器３０２．
３０５に供給される。１秒の遅延を与える遅延素子３０
４は係数メモリで、その出力は乗算器３０５に供給され
て擬似符号間干渉信号３０６を発生する。遅延素子３０
４の出力はまた、加算器３０３を介して帰還されておシ
、差信号の極性３００と誤差信号の乗算を行なう乗算器
３０２の出力は加算器３０３に供給されている。誤差信
号３０１が零のときには、乗算器３０２の出力は零とな
るので係数は変化せず、選択的な係数更新が行なわれる
。このようにして、アダプティブ・フィルタ１９の出力
には、シンボル波形中心の零交差における擬似符号間干
渉信号の値が現われ、加算器２２においてアダプティブ
拳フィルタ２５で発生される擬似符号間干渉信号と加算
された後、減算器２に供給される。

第１図では、スイッチ９、メモリ１０ｔ、１０ｇ、・・
・・・・、１０ｍ、セレクタ１１、加算器１２によって
残留符号間干渉成分だけを抽出しているが、第３図のア
イ・パターンから明らかなように、加算器１２を減算器
に置き換え、同極性で絶対値の等しいサンプル値を現在
のサンプル値から減算するように構成しても同様の効果
が得られる。このとき、現在のサンプル値、すなわち自
分自身を減算するこトラ避けるために、セレクタ１１が
メモリから値を増り出した後にスイッチ９から供給され
た値をメモリに書込むように構成する。減算器を用いた
場合には、同極性で絶対値の等しいサンプル値を現在の
サンプル値から減算するので、受信信号の非線形性によ
シ正負パルスの振幅が異なるときにも、特別な操作を行
なうことなく同一の効果が期待される。

また、遅延素子８からスイッチ９に至る経路に絶対値回
路を配し、セレクタ１１から加算器１２に至る経路に乗
算器を配し、この乗算器において上記復調データのモー
ド信号が＠１＃のときに−１を、＠θ″のときに＋１を
乗算するように構成することもできる。すなわち、メモ
リの割当ては極性Ｋかかわらずシンボル波形だけに基づ
いて行ない、波形が等しく極性が異なるものも同一のメ
モリＶＣ格納する。このため、メモリ群の数は半分にな
る。判定器３で得られたモード信号を用いて＋１と−１
が供給された新たなセレクタを制御し、上記乗算器へ＋
１又は−１を供給する。なお、このときは極性が異なる
波形を同一のメモリに格納するので１、加算器１２を減
算器に置き換えても受信信号の非線形性に対する前述の
効果は得られない。

さらに、極性検出回路１３．１６を取除き、スイッチ１
７からアダプティブ・フィルタ１９に至る経路に新たな
極性検出回路を配することもできる。

このとき、アダプティブ・フィルタ１９．２５はＬＭＳ
アルゴリズムで動作するが、これまで述べた効果はすべ
て有効である。

これまで、ＭＳＮ符号を例忙して本発明の一実施例を説
明してきたが、伝送路符号として、例えばパイフェーズ
符号を用いることができる。ノ（イフェーズ符号を用い
た場合には、第３図に示した受信信号アイ・パターンを
Ｔ７２秒ずらせた波形が受信信号となることがＭＳＫ符
号とは異なるが、やはりＲ／Ｔ秒毎のす／グル値をこの
テンプル値の属するシンボル波形とサンプル位相に対応
したメモリに保存する一方、現在のサンプル値の属する
シンボル波形と絶対値の等しいシンボル波形に対応した
メモリの値を現在のサンプル値に加算又は減算すること
によって受信信号成分は相殺される。ただし、バイフェ
ーズ符号の場合には、スイッチ９とセレクタ１１の入力
信号はデータ信号だけである。また、現在より１秒後の
シンボル波形が事前にわかることは、Ｓシえないので、
現在より１秒後のシンボル波形が判定されるまで待って
係数更新を行なう。従って、パイ７工−ズ符号の場合、
Ｍ＝２となシ遅延素子８は２？秒の遅延を与えなければ
ならない。パイフェーズ符号の場合には、さらにセレク
タ１５の制御信号がＭＳＫ符号とは異なる。すなわち、
第３図のｔ！のサンプル点で受信信号が零の値をとるが
とらないかに依存してセレクタ１５は出力信号を選択す
るが、バイフェーズ符号の場合はｔ！がシンボル波形の
境界なので、連続した２個のシンボル波形に対応してセ
レクタ１５を切）換えるための回路を用いる必要がある
。これらの符号以外の伝送路符号についても同様に考え
ると、第３図に相当する受信信号アイ・パターンに基づ
いてメモリ１０１ｍ１Ｆ＋・・・・・・。

１０１Ｔｌ　　を割当て受信信号を相殺した後アダプテ
ィブ−フィルタ２５の係数更新に用いれば、残留符号間
干渉を正確に取シ出すことができることは明らかである
。

〔発明の効果〕

以上詳細に述べたように、本発明によれば、差信号につ
いて、現在の値とＪＴ秒前の値との和文は差をとるとと
によシ受信信号に含まれる残留符号間干渉成分は零でな
いある正の値の確率で正確に抽出される。従って、上記
の和又は差を用い、サンプリング位相圧対応して上記の
和又は差と差信号を選択しつつ係数更新を行なって７ダ
プテイプ・フィルタを制御するととＫより、適応動作が
保証され、複雑な制御を必要とせず簡単でかつハードウ
ェア規模が小さい判定帰還による符号間干渉除去方法及
びその装置を一提供できる。

また、本発明によれば、受信信号の零交差点をサンプル
点に一致させ、同時に過去のシンボル波形の系列に起因
する符号間干渉だけでなく、シンボル波形内の干渉も除
去することができるから、伝送距離によらず判定タイミ
ング位相を常に最適に保持でき、クロック・ジッタに強
いという利点を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図はＭＳ
Ｋ符号のシンボル波形と状態遷移を示す図、第３図はＭ
ＳＮ符号に対応したアイ番パターンを示す図、第４図は
第１図中のアダプティブ・フィルタ２５の構成図、第５
図は第４図中の係数発生器の構成図、第６図は第１図中
のアダプティブ・フィルタ１９の構成図、第７図は判定
帰還型等化量の従来例を示す構成図でおる。 １・・・・・・入力端子、２・・・・・・減算器、３・
・・・・・判定器、４・・・・−・出力端子、１９．２
５・・・・・・アダプティブ−フィルタ、８・・・・・
・Ｍ延素子、９，１４．１？・・・・・・スイッチ、１
０１，１０２〜１０ｍ　・・・・・・メモリ、１１．１
５．１８・・・・・・セレクタ、１２．２２・・・・・
・加算器、１３．１６・−・・・・極性検出回路。 代理人　弁理士　　内　原　　　晋 第　２　前 第　３　凹 ｒｏ　　ｔ１１２　１３ 茅　５　図 茅　　乙　　　膚 ３ρＩ〆″牛

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）符号間干渉を受けた受信信号から擬似符号間干渉
   信号を差引いて差信号を求め、前記差信号を復調して得
   られる復調データ系列を用いて前記受信信号のシンボル
   波形に対応した既に保存されているデータを取り出し、
   前記差信号と加算もしくは減算して残留符号間干渉信号
   を求め、前記差信号を前記受信信号のシンボル波形に対
   応したメモリに保存し、第１のアダプティブ・フィルタ
   で前記残留符号間干渉信号と前記差信号とのいずれか一
   方をサンプリング位相と前記復調データ系列に基づいて
   選択して得た誤差信号と前記復調データ系列を受けて係
   数を更新し、第２のアダプティブ・フィルタで前記差信
   号の極性と前記復調データ系列とを受け前記復調データ
   系列が特定の値になるときだけ係数を更新し、前記第１
   及び第２のアダプティブ・フィルタの出力を加算して前
   記擬似符号間干渉信号を生成することを特徴とする判定
   帰還による符号間干渉除去方法。
2. （２）受信信号と擬似符号間干渉信号との差を得る減算
   器と、前記減算器の出力を受け復調データ系列を作り出
   す第１の判定器と、前記第１の判定器から供給される前
   記復調データ系列及び第１の誤差信号を受ける第１のア
   ダプティブ・フィルタと、前記減算器の出力を遅延させ
   る遅延素子と、前記復調データ系列に基づいて前記遅延
   素子の出力を分配する第１のスイッチと、前記第１のス
   イッチの出力を保持する複数のメモリと、前記メモリの
   出力を前記復調データ系列に基づいて選択する第１のセ
   レクタと、前記遅延素子の出力と前記第１のセレクタの
   出力との和又は差を得る演算器と、前記減算器の出力を
   前記受信信号の位相に基づいて分配する第２のスイッチ
   の１つの接点出力及び第２の誤差信号を受ける第２のア
   ダプティブ・フィルタと、前記第２のスイッチの１つの
   接点出力と零とのいずれかを前記復調データ系列に基づ
   いて選択する第２のセレクタと、前記演算器の出力と前
   記第２のスイッチの１つの接点出力とのいずれかを前記
   復調データ系列に基づいて選択する第３のセレクタと、
   前記第２のスイッチの１つの接点出力と前記演算器の出
   力と前記第３のセレクタの出力とのいずれかを前記受信
   信号の位相に基づいて選択する第３のスイッチと、前記
   第１及び第２のアダプティブ・フィルタの出力を加算し
   て前記擬似符号間干渉信号を生成する加算器とを備え、
   前記第３のスイッチの出力を前記第１の誤差信号として
   前記第１のアダプティブ・フィルタに帰還し、前記第２
   のセレクタの出力を前記第２の誤差信号として前記第２
   のアダプティブ・フィルタに帰還することを特徴とする
   判定帰還による符号間干渉除去装置。