JPH01238251A - 復調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔目次〕 概要 産業上の利用分野 従来の技術（第５図〜第８図） 発明が解決しようとする課題 課題を解決するための手段（第１図） 作用 実施例（第２図〜第４図） 発明の効果 〔概要〕 本発明は復調回路に係り、 バンドパス・フィルタや高価な局部発振器の必要数を減
少することを目的とし、 受信信号を可変の局部発振手段の出力により所定の選択
周波数の信号に変換し、同相信号及び直交信号を得るよ
うにした復調回路において、その発振周波数が可変であ
る直交復調用の局部発振手段と、選択受信周波数に応じ
た誤差を出力する誤差テーブル手段を具備し、周波数変
化による位相ずれに基く復調信号のエラー成分を前記誤
差テーブル手段の出力にもとづき補正することを特徴と
する特 〔産業上の利用分野〕 本発明は位相変調信号の復調回路に係り、特に復調に必
要な高価な局部発振回路の数を減少した復調回路に関す
るものである。

〔従来の技術〕

ディジタル信号を変調して送信する方式の１つに位相変
調方式（Ｐ　Ｓ　Ｋ；　Ｐｈａｓｅ　５ｈｉｆｔ　Ｋｅ
ｙｉｎｇ）がある。そしてこの位相変調方式は、例えば
衛星通信におけるＳ　ＣＰ　Ｃ（Ｓｉｎｇｌｅ　Ｃａｒ
ｒｉｅｒ　Ｐｅｒ　Ｃｈａｎｎｅｌ）方式に使用される
。５ＣＰＣ方式は、第５図に示す如く、多数のチャネル
ＣＨ１、ＣＨｇ　−ＣＨｎにより衛星通信を行うことが
できるものであって、各チャネル毎にそれぞれ独立した
キアリアを有し、チャネルＣＨ１では周波数Ｆ１のキア
リアを有し、チャネルＣＩ−（ｎでは周波数Ｆｎのキア
リアを有している。この方式はｌチャネルあたりのデー
タ伝送量があまり多くない場合に好適であり、例えば８
００チヤネル用意されている。

この４相ＰＳＫ方式では、例えば第６図に示す如く、判
定点Ｓ　ｏ　＝　３３が定められている。すなわちｃｏ
ｓ（ωを十〇ｉ）（θ１−４５°、１３５°、２２５°
、３１５°）の信号により２ビツトのデータを送出する
ものである。従って受信側では、第７図（Ａ）（Ｂ）に
示す如く、ミキサＭ１、Ｍ２を使用して受信信号にそれ
ぞれｃｏｓωｔ、ｓｉｎωＬを乗算する。これにより下
記の演算が行われる。

ｃｏｓ（ωＬ＋θｉ）　・Ｃ０３（ＩＩ）　を−’Ａ　
（ＣＯ５（２（１）Ｌ＋θｉ）＋ｃｏｓθｉ　）　　−
（１）ｃｏｓ（ωｔ＋θｉ）・ｓｉｎωｔ ＝Ｚ（ｓｉｎ（２ωｔ＋θ１）−ｓｉｎθ１）−（２）
即ち、（１）式よりｃｏｓθｉが得られ、（２）式より
ｓｉｎθｉが得られるので、受信信号のＩ、Ｑ成分がわ
かり、これらにより受信信号が第６図に示す判定点５ｏ
＝３３のいずれであるか解読することができる。

そのため、受信側では、第８図に示す如く、ミキサＭｏ
、可変周波数型の局部発振器ＬＯｏ、バンドパス・フィ
ルタＢＰＦを有するチャネル選択部と、ハイブリッドＨ
ｏ、Ｈｌ、ミキサＭｌ、Ｍ２、局部発振器ＬＯＩを有す
る直交復調部を設けている。

ここで可変周波数型の局部発振器ｌ−０１は、選択すべ
きチャネルに対応した周波数Ｆｏを出力してミキサＭｏ
より一定周波数の第２の中間周波数信号を出力するもの
であり、バンドパス・フィルタＢＰＦの帯域周波数がＦ
ｐであり、人力される第１の中間周波数信号ＩＦの時化
がＦ、の場合、Ｆｏ＝Ｆ、＋Ｆｐの周波数を出力する。

従って局部発振器ＬＯｏの発振周波数を制御することに
より受信部で選択すべきチャネルが第５図のＣＨ１〜Ｃ
Ｈｎのいずれかに応じた周波数が出力される。

ハイブリッドＨｏはミキサＭ１、Ｍ７に対し同相の信号
を出力するものであり、ハイブリッド１１１はミキサＭ
１に対しては局部発振器ＬＯ１より人力されたｃｏｓω
Ｌをそのまま出力するが、ミキサＭ２に対しては、９０
″移相されたｓｉｎωＬを出力する。

従って、ミキサＭ１より１成分のｃｏｓθｉが得られ、
ミキサＭ２よりＱ成分のｓｉｎθｉが得られるので、こ
れらにより受信信号の判定点を認識し、ディジタル通信
することができる。

〔発明が解決しようとする課８］ しかし、このような第８図に示す従来の復調器では、１
成分とＱ成分の直交性が入力周波数すなわち受信チャネ
ルに依存しないようにするため、チャネル選択部と直交
復調部を分ける必要があった。そのため高価な水晶発振
器を有する局部発振器を２個必要とするとともに前記の
如くチャネル選択部と直交復調部を分けていたため構成
が複雑で規模が大きくなり、小型化、低消費電力化する
のに不適当であり、ＩＣ化上問題があった。またバンド
パス・フィルタＢＰＦを必要とするため、無調整化が困
難であった。

したがって本発明は局部発振器の数を減少し、またバン
ドパス・フィルタを必要としない復調器の提供を目的と
するものである。

〔課題を解決するための手段〕

前記目的を達成するため、本発明では、第１図（Ａ）に
示す如く、ある中間周波数に変換された人力信号ＩＦを
、それぞれ同相信号を出力する第１のハイブリッド１に
入力し、また選択すべきチャネルに応じた発振周波数を
出力する局部発振器３を設け、この局部発振器３の出力
を第２のハイブリッド２に入力する。第２のハイブリッ
ド２はミキサ４に局部発振器３の出力ＣｏＳωａｔを出
力し、これより駕進相しだｃｏｓ　（ωｊＬ十％）をミ
キサ５に出力する。

ところで第２のハイブリッド２は、周波数特性をもって
おり、例えば、第１図（Ｂ）に示す如く、周波数ｒｃを
中心にして０°相出力及び９０°相出力はそれぞれ誤差
を生ずる。例えば周波数がｆｌのときＯ°相出力にはΔ
φ１の誤差が存在し、９０°相出力にはΔφ２の誤差が
存在する。

従って、この誤差を適当な手段で補正できるならば、ミ
キサ４．５の出力にもとづき所望の同相、直交信号を得
ることができる。

いま人力信号をｃｏｓ　（ω、Ｌφ、）とし、局部発振
器の信号をＣＯ３ωｊｔとすると、ｒ信号はこれらの積
により ［＝ｃｏｓ（（ω、−ωｊ）ｔ＋φｉ）　　−（１）と
なり、 Ｑ信号はｃｏｓ　（ω８を十φｉ＋Δφ、）とｃｏｓ　
（ωｊｔ十％＋Δφｊ）の積より Ｑ＝ｃｏｓ　（（ω；　−（１）　ｊ）ｔ＋φｉ＋△φ
、−Δφ４−％）　−（２） となる。

ここでΔφ４、Δφｌはそれぞれ人力信号（第１のハイ
ブリッド１のミキサ５への出力）及び局部発振器（第２
のハイブリッド２のミキサ５への出力）の周波数に依存
する位相のずれを表す。

従って、もし誤差であるΔφ＝Δφ１−△φ１が予めわ
かっていれば、次のようにして正しい直交信号Ｑ′を得
ることができる。

Ｑ＝ｃｏｓ（（ω＝　−ωｊ）ｔ＋φ、＋Δφｌ−Δφ
Ａ−％） −ｃｏｓ（（ω、−ωｊ）ｔ＋φｒ−％）　　・ｃｏｓ
（Δφ１−△φ５）−ｓｉｎ　（（ω、−ωｎ）を十φ
、−％）　・５ｉｎ（△φｉ　−ΔφＪ）＝Ｑ′。ｃｏ
ｓ　　Δφ＋ｒ−ｓｉｎ　　Δφここで Ｑ　”　＝ｃｏｓ　（（ω、−ωｎ）ｔ＋φｉ−％）で
ある。

従って、変換テーブル６と誤差テーブル７．８を予め用
意して、局部発振器３の出力信号に対応する誤差角度量
Δφ−Δφ、−Δφ１を変換テーブルで求め、この誤差
角度Δφに対応するｓｉｎ△φを誤差テーブル７で求め
、（ｃｏｓΔφ）−１を誤差テーブル８で求める。

これによりミキサ９より１・ｓｉｎΔφを得てこれを符
号反転器１０により−１−ｓｉｎΔφとし、ミキサ５よ
り得られたＱによりハイブリッド１１にて加算してＱ　
−１−ｓｉｎΔφを得、ミキサ１２により（ｃｏｓΔφ
）−１を乗算することにより上記のＱ′を得ることがで
きる。

このようにしてミキサ４より得られる■信号を０相とし
た状態で直交した信号Ｑ′を得ることができる。

〔作用〕

本発明では周波数変化による位相ずれに基く復調信号の
エラー成分を誤差テーブルの出力にもとづき補正するこ
とができるので、高価な局部発振器を１個とし、バンド
パス・フィルタを使用することなく、復調器を得ること
ができる。

〔実施例〕

本発明の一実施例構成を第２図により説明する。

第２図において第１図と同一記号は同一部を示し、２０
．２１はそれぞれアナログ信号をディジタル信号に変換
するＡ／Ｄ変換器、２２は第１のＲＯＭであって前記Δ
φに対するｓｉｎΔφを出力するものであり使用される
各チャネルに対するデータがセットされているテーブル
であり、２３は第２のＲＯＭであって前記Δφに対する
（ｃｏｓΔφ）−１を出力するものでありこれまた使用
される各チャネルに対するデータがセットされるもの、
２４はＡ／Ｄ変換器２０の出力［、！：ＲＯＭ２２の出
力ｓｉｎΔφを乗算するミキサ、２５は符号反転用のイ
ンバータ、２６はＡ／Ｄ変換器２１の出力Ｑとインバー
タ２５の出力−（１−ｓｉｎΔφ）を加算する加算部、
２７は前記加算部２６の出力とＲＯＭ２３の出力（ｃｏ
ｓΔφ）刊を乗算するミキサである。

したがって、ハイブリッド１に人力信号ＩＦを入力し、
また局部発振器３に所望の選択チャネルに対応するキャ
リア用の周波数制御信号（ｒ制御信号）を人力すること
により、ミキサ４にはハイブリッドｌからｃｏｓ　（ω
、Ｌ＋φｉ）が人力され、局部発振８３から発振された
ｃｏｓωＪｔがハイブリッド２を経由して入力されその
結果、ミキサ４からこれらの積の上記（１）式の信号が
出力され、これがＡ／Ｄ変換器２０により、例えば８ビ
ツトのディジタル信号として出力される。

またミキサ５にはハイブリッド１からｃｏｓ　（ω。

Ｌモφ、モΔφ、）が入力され、ハイブリッド２がらｃ
ｏｓ　（ω１を十％十へφｊ）が入力されてこれらが乗
算され、上記（２）式の信号が出力され、これがＡ／Ｄ
変換器２１により、例えば８ビツトのディジタル信号と
して出力される。

このとき、前記ｆ制御信号により第１のＲＯＭ２２及び
第２のＲＯＭ２３がアクセスされ、第１７７）ＲＯＭ２
２からｓｉ口Δφが出力されてミキサ２４によりｌ−５
ｉｎΔφが演算され、インバータ２５により−（■・ｓ
ｉｎΔφ）に符号変換され加算部２６に伝達される。こ
のとき加算部２６にはＮＤ変換部２１よりＱが出力され
ているのでＱｉ・ｓｉｎΔφの演算が行われこれがミキ
サ２７に入力される。ミキサ２７には第２のＲＯＭ２３
から（ｃｏｓΔφ）−１が伝達されているので、ミキサ
２７より上記（３）式の演算が行われ、正しい直交信号
Ｑが得られる。

なお、第２図では第１のＲＯＭ２２と第２のＲＯＭ２３
を具備した例について説明したが、勿論これらを１つに
まとめてもよい。第３図はこのような実施例を示す。

第３図においてＲＯＭ３０は［制御信号に応じてｓｉｎ
△φをミキサ２４に出力しくｃｏｓΔφ）−１をミキサ
２７に出力する。これにより、第２図の場合と同様に正
確な直交信号Ｑ′を得ることができる。

また、本発明の復調回路は、前記の如く、４相復調器の
みでなく、第４図に示す如（，２相復調器にも適用する
ことができる。２相復調器は１における信号を判別する
ものであるため、Ｑ側の信号はデータとしての意味はな
い。しかし復調するとき入力周波数のゆらぎを防止して
周波数を安定化させるため、例えばコスタス・ループ方
式等の搬送波再生回路が使用されるが、この場合、実線
のようにＱ側のデータがないという制御が必要となるた
め直交型の復調器を使用することになるが、このとき点
数のようにＱ側のデータに誤差があったのでは正確に補
正することができないので、同様な補正をすればよい。

〔発明の効果〕

本発明によれば、従来チャネル選択部と直交復調部とに
それぞれ必要とした局部発振器を共通の１個とすること
ができ、また調整が必要なバンドパス・フィルタを省略
することができるので、構成を而単に、小型化すること
ができる。しかもディジタル回路化することができるの
で、ＬＳＩ化に適するものとなり、さらに小型化するこ
とができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理説明図、 第２図は本発明の一実施例構成図、 第３図は本発明の第２実施例、 第４図は２相復調器へ本発明を実施する場合の説明図、 第５図は５ｃｐｃ説明図、 第６図は４相ＰＳＫ説明図、 第７図は復調説明図、 第８図は従来例説明図である。 １．２−ｍ−ハイブリッド ３　−局部発振器 ４．５−　ミキサ

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. （１）受信信号を可変の局部発振手段の出力により所定
   の選択周波数の信号に変換し、同相信号及び直交信号を
   得るようにした復調回路において、その発振周波数が可
   変である直交復調用の局部発振手段（３）と、 選択受信周波数に応じた誤差を出力する誤差テーブル手
   段を具備し、 周波数変化による位相ずれに基く復調信号のエラー成分
   を前記誤差テーブル手段の出力にもとづき補正すること
   を特徴とする復調回路。