JPH033424A - 受信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、ラジオ放送の受信機などで好適に実施される
受信機に関し、さらに詳しくは、ダイレクト検波方式に
よって受信信号の復調を行う受信機に関やる。

従来の技術 第５図は、振幅変調放送のダイレクト横紐を行う基本的
なラジオ受信機１の電気的構成を示すブロック図である
。この受信機１は、大略的に、アンテナ２と、高周波増
幅回路３と、直交交換回路４と、ローパスフィルタ（以
下、ＬＰＦと略称する）９．１０と、乗算器１１．１２
と、加算器１３と、演算回路１４と、増幅器１７と、電
力増幅器１８と、スピーカ１９と、同調制御回路２０と
を含んで構成される。

アンテナ２で受信された受信信号は、高周波増幅回路３
を介して直交変換回ｎ４に与えられる。

直交′Ｒ境回路４は、同調制御回路２０からの出力電圧
に対応した周波数で発振を行う電圧制御発振回路５と、
この電圧制御発振回路５からの基準信号と前記受信信号
とを乗算する乗算器７と、電圧制御発振回路５からの基
準信号の位相を９０度ずらして導出する移相器６と、移
相器６からの信号と前記受信信号とを乗算する乗算器８
とを含んで構成される。

乗算器７からの出力は、ＬＰＦ９を介して乗算器１１に
与えられて、２乗に乗算されて加算器１３に与えられる
０乗算器８からの出力は、ＬＰＦｌｏを介して乗算器１
２で２乗に乗算されて、加算器１３に与えられる。加算
器１３の出力は演算回路１４に与えられる。

演算回路１４は、演算増幅器１５と乗算器１６とを含ん
で構成されており、加算器１３からの出力は演算増幅器
１５の非反転入力端子に与えられており、この演算増幅
器１５の反転入力端子には該演算増幅器１５の出力が乗
算器１６によって２乗に乗算された後、負帰還される。

これによってこの演算回路１４からは入力信号の平方根
を表わす信号が導出され、増幅器１７から電力増幅器１
８を介してスピーカ１９に与えられる。

同調制御回路２０は、従来から用いられている電子同調
式チューナのフェイズロックルー１回路とほぼ同様に構
成され、電圧制御発振回路５の発振信号を分周するプロ
グラマブルカウンタ２１と、このプロ１グラマプルカウ
ンタ２１の分周比を制御する制御回路２２と、基準とな
る周波数で振動を行う水晶発振子２３と、この水晶発振
子２３の発振信号を分周する分周回路２４と、前記プロ
グラマブルカウンタ２１からの出力と分周回路２４から
の出力との位相を比較する位相比較器２５と、位相比較
器２５の比較結果に対応する直流電圧レベルを電圧制御
Ｑ系図ｎ５に与えるＬＰＦ２６とを含んで構成される。

上述のように構成された受信機１において、高周波増幅
回路３からの受信信号Ｓ１と、電圧制御発振回路５から
の基準信号Ｓ２とをそれぞれ、５１＝Ｅ、ｓ　ｉ　ｎ　
（ω、ｔモθ）　　　　　　　　　　　　・（１）Ｓ２
＝Ｅｏｓ　ｉ　ｎ　（ωｏｔ）　　　　　　　　　−（
２）とする、ここで、Ｅｌは変調波、ω１は搬送波角周
波数、Ｅｏは定数、ω。は電圧制御発振回路５によって
発生される基準信号の角周波数である。θは電圧ｗ４御
発振回路５からの基準信号と受信信号との間の位相差で
あり、両者間に同期が取られていない状態では時事刻々
と変化する。

前記第１式および第２式に基づいて、乗算器７の出力Ｓ
３を求めると、 Ｓ　３＝Ｅ＋０ｉｎ（ω＋ｔ＋θ）ＸＥｏｓｉｎ（ωｏ
ｔ）＝　　　　　Ｅ＋Ｅｏ（ｃｏｓ（ω、ｔ＋ωｏＬ＋
θ）−Ｃ！Ｏ３（ωｌｔ−ωＪ十〇）・・・（３〉 となる、この乗算器７の出力Ｓ３は、ＬＰＦ９によって
変調波帯域、たとえば１０ｋＨｚ程度以下の帯域がｒ波
され、したがって前記第３式において前頂部分が阻止さ
れ、ＬＰＦ９の出力Ｓ４は、で表わされる。

一方、乗算器８へは移相器６によって電圧制御発振回路
５からの基準信号が９０度だけ位相がずれて与えられて
おり、したがって乗算器８の出力Ｓ５は、 ５５＝Ｅ１ｓｉｎ（ω、Ｌ＋θ）ｘ　Ｅｏｃｏｓ（ωｏ
ｋ）＝　−Ｅ＋Ｅｏ（ｓｉｎ（ωａｔ÷（ＩＪ　６　ｔ
　”θ）＋５ｉｎ（ωＩＬ−ωｏｔ＋θ）・・・（５） で表わされ、ＬＰＦ　１０によって前頂部分が阻止され
て、シたがってＬＰＦ　１０がらの出力ｓ６は、となる
。

したがって演算回路１４からの出力Ｓ７は、加ｎ　２Ｎ
　１３によって求められるＬＰＦ９の出力Ｓ４が乗算器
１１で２乗されたものと、ＬＰＦＩＯの出力Ｓ６が乗算
器１２で２乗されたものとの和の平方根であり、すなわ
ち、 ５７＝Ｊ「１て璽Ｆ となる、したがってこの第７式から明らかなように、受
信信号と電圧制ｍ発系図ｎ５からの基準信号との位相の
ずれθが変化しても、演算回路１４からの出力＄７は変
化することなく、こうして受信信号に非同期でダイレ、
クト検波することが可能であることが理解できる。

しかしながら前記第７式で示されるように、平方根の演
算処理が必要であり、このため乗算器１１．１２から演
算回ｎ１４までの構成をデジタル信号処理装置によって
実現したＪ′％合、典型的な１足来技術では、前記平方
根の演算処理は級数展開等によって行われている。

発明が解決しようとする課題 上述のような従来技術では、平方根の演算処理のために
多数の処理ステップが必要となる。したがって受信信号
の復調演算のために長時間を要し、このためデジタル信
号処理装置を複数Ｉ’１１設けて並列処理を行う必要が
ある。

本発明の目的は、受信信号の復調演算を高速で行うこと
ができる受信機を提供することである。

課題を解決するための手段 本発明は、第１基準信号と受信信号とを乗算する第１乗
算器と、 前記第１基準信号に対して位相の異なる第２基準信号と
前記受信信号とを乗算する第２乗算器と、前記第１およ
び第２乗算器の後段にそれぞれ設けられる第１および第
２ローパスフィルタと、第１お島よび第２ローパスフィ
ルタの各出力ｘ１゜ｘ２の絶対値ｘ１ａ、ｘ２ａの和に
１を求める演算手段と、 前記和に１を表す信号に応答し、この和に１がｘｌ’＋
ｘ２”に近似するように補正を行い、その補正値ｋａを
復ツのための演算に用いて、復調を行う復調手段とを備
えることを特徴とする受信機である。

また本発明は、前記復調手段は、前記絶対値Ｘｌ　ａ　
、　ｘ　２　＝ｔの大小関係を比較し、大きい方の値を
、小さい方の値を用いて直線近似した補正係数に２を求
め、該補正係数に２を前記和に１に乗算して前記補正値
ｋａを求めることを特徴とする受信機である。

さらにまた本発明は、前記補正係数に２は、予め定める
定数をεとするとき、ｘ１ａ≧ｘ２ａのときには、 とし、ｘ１ａ＜ｘ２ａのときには、 とし、前記定数εを、補正値ｋａ＝ｋｌ＊に２が前記　
ｘ１２＋ｘ２”に近付くように選ぶことを特徴とする受
信機である。

作　　用 本発明に従えば、受信信号は第１乗算器と第２乗算器と
に共通に与えられており、この受信信号は、第１乗算器
では第１基準信号と乗算され、また第２乗算器では前記
第１基準信号に対して位相の異なる第２基準信号と乗算
され、こうして受信信号は第１および第２乗算器によっ
て直交変換される。第１乗算器の乗算結果は第１ローパ
スフィルタに与えられており、また第２乗算器の乗算結
果は第２ローパスフィルタに与えられる。

これら第１および第２ローパスフィルタの各°出力ｘｉ
、ｘ２は演算手段に与えられており、この演算手段は、
前記各出力ｘｉ、ｘ２の絶対値ｘ１ａ　Ｔ　Ｘ　２　ａ
の和に１を求める。演算手段の演算結果は復調４手段に
与えられており、復調手段はこの和に１が〜ｒヌー丁］
］＝スー万１１こ近似するように補正演算を行い、その
補正結果である補正値ｋ　ａを前記受信信号の復調のた
めの演算に用いてｆＸ調を行う。

したがって復調演算からＰｉ雑な平方根の演算を削除し
ても、前記基準信号と受信信号とを非同期でダイレクト
検波することができる。

また本発明に従えば、前記復調手段における補正演算は
、まず前記絶対値ｘ１ａ、ｘ２ａの大小関係を比較し、
小さい方の値を用いて大きい方の値を直線近似した補正
係数に２を求める。すなわち、たとえばＸ　１　ａ≧ｘ
２ａのときには、予め定める定数をεとするとき、 を求め、ｘ１ａ・Ｃｘ２ａのときには、を求める。

次に、このようにして求められた補正係数に２を、前記
出力ｘｉ、ｘ２の絶対値ｘ１ａ、ｘ２ａの和に１に乗算
して前記補正値ｋａが求められる。

このとき前記定数εは、該補正値ｋａが前記ｘｌ’＋ｘ
２”に近付くように選ばれる。

したがって定数εを決定すると、絶対値演算と、加算演
算と、乗算演算とをそれぞれ２回ずつ行い除算演算を１
回行うだけで、直線近似によって前記　ｘ１２＋ｘ２’
に近似する補正値ｋ　ａを求めることができる。

実施例 第１図は、本発明の一実施例の受信機３１の電気的構成
を示すブロック図である。この受信ｆｉ３１は、アンテ
ナ３２で受信された受信信号を、撮送波に非同期でダイ
レクト検波を行うことができる。この受信機３１は、大
略的に、アンテナ３２と、高周波増幅回路３３と、直交
変換回路３・１と、第１０−バスフイルタであるＬＰＦ
３９と、第２ローパスフィルタであるＬＰＦ４０と、ア
ナログ／デジタル変換器４１．４２と、演算手段であり
復調手段であるデジタル信号処理回路４３と、デジタル
／１アナログ変換器４４と、スピーカ４９と、同調制御
回路５０とを含んで構成される。

アンテナ３２で受信された受信信号は、高周波増幅回路
３３を介して、直交変換回路３４に与えられる。直交変
換回路３４は、同調制御回路５０からの出力電圧に対応
した周波数で発振を行い、その発振信号を第１基準信号
として導出する電圧制御発振回路３５と、この電圧制御
発振回路３５からの第１基準信号と前記受信信号とを乗
算し、第１乗算器である乗算器３７と、電圧制御Ｑ系図
路３５からの発＠信号の位相を９０度ずらして、第２基
準信号として導出する移用器３Ｇと、移相器３６からの
第２基準信号と前記受信信号とを乗算し、第２乗算器で
ある乗算器３８とを含んで構成される０乗算器３７から
の出力は前記ＬＰＦ３９に与えられており、また乗算器
３８からの出力は前記ＬＰＦ４０に与えられる。

ＬＰＦ３９．４０の出力は、アナログ／デジタル変換器
４１．４２をそれぞれ介して、デジタル信号処理回路４
３に入力される。このデジタル信号処理回路４３内で復
調された音響信号は、デジタル／アナログ変換３４４で
アナログ音響信号に変換された後、増幅器４７から電力
増幅器４８を介してスピーカ４９に与えられて、音響化
される。

同調制御口ｎ５０は、電圧制御発振回路３５の発振信号
を分周するプログラマブルカウンタ５１と、このプログ
ラマブルカウンタ５１の分周比を制御する制御回路５２
と、基準となる周波数で振動を行う水晶発振子５３と、
この水晶発振子５３の発振信号を分周する分周回路５４
と、前記プログラマブルカウンタ５１からの出力と分周
口２３５４からの出力との位相を比較する位相比較器５
らと、位相比較器５５の比軟結果に対応する直流電圧レ
ベルを電圧制御発振回路３５に与えるＬＰＦ５６とを含
んで構成される。

第２図は、デジタル信号処理回路４３内での復調演算動
作を説明するためのフローチャートである。まずステッ
プｎ１では、アナログ／デジタル変換器４１．４２を介
して入力されるＬＰＦ３９４０からの出力ｘｉ、ｘ２の
絶対値ｘ１ａ、ｘ２ａを演３Ｅ１シて求める。ステップ
ｎ２では、前記絶対値ｘ１ａおよびｘ２ａの和に１を求
める。ステップｒｉ　３では、前記絶対値ｘ１ａと、ｘ
２ａとのどちらが大きいかを判断し、ｘ１ａ≧ｘ２ａで
あるときにはステップｒｒ　４に移り、ｘ　１　ａ　＜
ｘ　２　ａであるときにはステップｎ　５に移る。

ステップｎ４．ｎ５では、後述する予め定める定数をε
とするとき、第１式または第２式に基づいて、それぞれ
補正係数に２が演算して求められる。

ステップｎ４およびｎ５からはステップｎ６に移り、第
３式に基づいて補正値ｋａが演算して求められる。

ｋａ＝ｋｌ＊に２　　　　　　　　　　　　−（１０）
一方、従来技術の項で述べたように、搬送波に非同期で
ダイレクト検波を行うなめには、’ＬＰＦ３９．４０か
らの出力ｘｉ、ｘ２をそれぞれ２乗した値の和の平方根
を求める必要がある。これらの出力ｘ１．ｘ２は、前記
第５Ｉ２Ｉにおける出力Ｓ４．８６にそれぞれ対応して
いる。

したがって、前記第４式および第６式から、ｘ１°＝Ａ
ｃｏｓ（／’　　　　　　　　　　　　−（１１）ｘ２
＝Ａｓ　ｉ　ｎψ　　　　　　　　　　　、、、（１２
）とおくことができ、　ｘｌ’＋ｘ−Στを極座標表示
したときの軌跡は、第３Ｉ２Ｉにおいて参照符１１で示
されるように円形となる。これに対して、上述のように
して求められる補正値にεｔは参照符ｅ２で示されるよ
うに、各象限内において、中心線１３に対して線対称に
形成される。

ここで前記定数εを変化することによって、軌跡１１．
１２の交点Ｐ、すなわち誤差が零となる位置を変化する
ことができる。たとえば、前記ψ＝３５°とするとき、 ｘ１ａ＝ｃｏｓ３５’″＝０．８１９　　　　　　−（
１３）ｘ２ａ＝ｓｉｒｉ３５°＝０．５７４　　　　　
　　・・・（１４）となり、したがって、 ｋｌ＝ｘ１ａ＋ｘ２ａ＝０．８１９＋０．５７４＝１．
３９３・・・（１５） となり、前記第８式および第１０式から、ゆえにε＝０
．５６１となり、この値に定数εを設定することによっ
て、前記交点Ｐをたとえば第１象限内においては、前記
ψ＝３５°および５５＠グ）位置に設定することができ
る。

したがって上述のようにして求められる補正値ｋ　ａは
、複雑な平方根の演算を行うことなく、上述のように絶
対値演算と加算演算と乗算演算とがそれぞれ２回ずつと
、除算演算が１回との計７回の演算動作によって、ダイ
レクト検波に必要な値ｘ１２＋ｘ−Σ了に近似した値に
求めることができる。これによって、デジタル信号処理
回路４３内での演算動作を軽減して、演算時間を短縮す
ることができる。

一方、ＬＰＦ３９．４０からの出力ｘｉ、ｘ２の絶対値
ｘ１ａ、ｘ２ａの和に１のみを補正せずに用いた場合に
は、第４図において参照符１４で示されるように、前記
軌跡１１に対して大きな誤差が生じており、受信信号を
検波することはできない。

発明の効果 以上のように本発明によれば、受信信号と相互に位相の
異なる２つの基準信号との直交変換出力Ｘｉ、Ｘ２の絶
対値ｘ１ａ、ｘ２ａの和に１が、〜ｒマー丁２４．二Σ
τに近似するように補正演算を行い、その補正結果であ
る補正値ｋａを用いて復調演算を行うようにしたので、
復調演算から複雑な平方根の演算を削除しても、前記基
準信号と受信信号とを非同期でダイレクト検波すること
ができ、復調演算を高速で行うことができる。

また本発明によれば、前記補正演算は、前記絶対値ｘ１
ａ、ｘ２ａの大小関係を比較し、小さい方の値を用いて
大きい方の値を直線近欧した補正係数に２を、前記出力
ｘｉ、ｘ２の絶対値ｘ１ａｘ２ａの和に１に乗算して前
記補正値ｋａを求めるようにしたので、少ない演算回数
で前記補正値ｋａを求めることができ、受信信号の復調
演算を高速で行うことができる。

【図面の簡単な説明】

第１（２Ｉは本発明の一実施例の受信１１３１の電気的
構成を示すブロック図、第２図は本発明に従う（１調演
算動作を説明するためのフローナヤート、第３図はデジ
タル信号処理回路４３からの補正値出力ｋ　ａの軌跡を
示すグラフ、第４図はＬＰＦ３９．４０からの出力ｘｌ
、ｘ２の絶対値の和に１の軌跡を示すグラフ、第５図は
振幅変調信号をダイレクト検波するための基本的な受信
機１の電気的構成を示すブロック図である。 ３１・・・受信機、３２・・・アンテナ、３４・・・直
交変換回路、３６・・・位相器、３７．３８・・・乗算
器、３９．４０．５６・・・ＬＰＦ、４１．４２・・・
アナログ／デジタル変換器、４３・・・デジタル信号処
理回路、４４・・・デジタル／アナログ変喚器、４９・
・・スピーカ、５０・・・同調制御回路

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１基準信号と受信信号とを乗算する第１乗算器
   と、 前記第１基準信号に対して位相の異なる第２基準信号と
   前記受信信号とを乗算する第２乗算器と、前記第１およ
   び第２乗算器の後段にそれぞれ設けられる第１および第
   ２ローパスフィルタと、第１および第２ローパスフィル
   タの各出力ｘ１、ｘ２の絶対値ｘ１ａ、ｘ２ａの和ｋ１
   を求める演算手段と、 前記和ｋ１を表す信号に応答し、この和ｋ１がｘ１＾２
   ＋ｘ２＾２に近似するように補正を行い、その補正値ｋ
   ａを復調のための演算に用いて、復調を行う復調手段と
   を備えることを特徴とする受信機。
2. （２）前記復調手段は、前記絶対値ｘ１ａ、ｘ２ａの大
   小関係を比較し、大きい方の値を、小さい方の値を用い
   て直線近似した補正係数ｋ２を求め、該補正係数ｋ２を
   前記和ｋ１に乗算して前記補正値ｋａを求めることを特
   徴とする請求項第１項記載の受信機。
3. （３）前記補正係数ｋ２は、予め定める定数をεとする
   とき、ｘ１ａ≧ｘ２ａのときには、 ｋ２＝ｘ１ａ／（ｘ１ａ＋ｘ２ａ＊ε） とし、ｘ１ａ＜ｘ２ａのときには、 ｋ２＝ｘ２ａ／（ｘ２ａ＋ｘ１ａ＊ε） とし、前記定数εを、補正値ｋａ＝ｋ１＊ｋ２が前記▲
   数式、化学式、表等があります▼に近付くように選ぶこ
   とを特徴とする請求項第２項記載の受信機。