JPH01255470A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はスイッチング電源手段を２段直列接続して構成
される電源装置に関するものである。

［従来の技術］ 従来、インバータやコンバータ、チョッパー等のスイッ
チング電源手段が広く用いられている。

これらのスイッチング電源手段は、１つ以上のスイッチ
ング素子（例えば、バイポーラトランジスタや電界効果
トランジスタ、サイリスタ等）と、周辺の受動部品（例
えば、コンデンサやインダクタンス素子、ダイオード等
）を組み合わせ、スイッチング素子を高速で開閉せしめ
ることにより、入出力間の電力変換を行う手段である。

電力変換の種類としては、例えば、直流高電圧を直流低
電圧に変換したり、直流電力を数十ｋＨｚの交流電力に
変換する等の種類があり、前者は商用交流電源の整流出
力から数Ｖ〜数十Ｖの直流電源を効率良く得るために、
後者は放電灯を高周波点灯するような用途に利用されて
いる。

ところで、商用交流電源を入力とする場合、−般には整
流素子で脈流を作り、直接大容量のコンデンサにて平滑
して直流電圧を生成し、スイッチング電源手段に入力す
る。この場合、商用交流電源の入力力率は低くなり、入
力電流が多くなるために配線容量を大きくする必要があ
り、また、入力電流の高周波成分が多いため、電源電圧
に歪みを生じ、同じ電源配線に接続された他の機器に悪
影響を及ぼす等の不都合がある。そこで、商用交流電源
を整流した後、大容量のコンデンサを介さずに、−変則
のスイッチング電源手段を用いて安定な直流電圧を生成
する方式がある。第１２図はその方式を用いた従来例の
回路図である。

良股ＩＬＬ 以下、第１２図の回路の構成について説明する。

商用交流電源Ｖｓには全波整流器ＤＢ、の交流入力端が
接続されている。全波整流器ＤＢ、の直流出力端には、
極性反転型チョッパー回路が接続されている。極性反転
型チョッパー回路は、全波整流器ＤＢ、の直流出力端に
、インダクタンス素子ＬＩとトランジスタＱ、の直列回
路を接続し、インダクタンス素子Ｌ１の両端に、ダイオ
ードＤ、を介して平滑用のコンデンサＣ６を並列に接続
した構成になっている。このコンデンサＣ０の両端が、
極性反転型チョッパー回路の出力端となる。極性反転型
チョッパー回路の出力端には、直列共振型インバータ回
路が接続されている。

このインバータ回路は、直列に接続されたスイッチング
用のトランジスタＱ２．Ｑ、を備え、このトランジスタ
Ｑ、、Ｑ、の直列回路に入力直流電圧が印加される。一
方のトランジスタＱ２と並列に、カップリング用のコン
デンサＣ１、負荷Ｚ、インダクタンス素子Ｌ２の直列回
路が接続されている。

負荷Ｚの両端には、共振用のコンデンサｃ２が並列に接
続されている。なお、トランジスタＱ２．Ｑ３には、ダ
イオードＤ、、Ｄ、が逆並列に接続されているが、これ
らのダイオードＤ　２　、　Ｄ　３は必ずしも必要では
ない。

トランジスタＱ、、Ｑ２．Ｑ３のベース・エミッタ間に
は、それぞれパルストランスＰＴ、、ＰＴ２．ＰＴ３の
２次巻線がバイアス抵抗Ｒｌ、　Ｒ２、Ｒ、ｊを介して
接続されている。パルストランスＰＴ、の１次巻線は、
トランジスタＱ４を介して直流電源Ｅ２に接続されてお
り、パルストランスＰＴ、、ＰＴ、の１次巻線は、トラ
ンジスタＱｓ、Ｑｓを介して直流電源Ｅ、に接続されて
いる。トランジスタＱ４のベースには、バイアス抵抗Ｒ
４を介してフリップフロップＦＦの出力Ｑが接続されて
いる。フリップフロップＦＦのリセット入力Ｒには、コ
ンパレータＣＰ１の出力が接続されている。コンパレー
タＣＰ１の負入力端子には基準電圧Ｅ１が印加されてい
る。コンデンサＣ８の両端には、高インピーダンスの抵
抗Ｒ２，Ｒｓの直列回路よりなる分圧回路が接続されて
いる。抵抗Ｒ，，Ｒ，の接続点の電圧はコンパレータＣ
Ｐｌの正入力端子に印加されている。フリップフロップ
ＦＦのクロック入力ＣＬには、発振器○ＳＣから出力さ
れるクロック信号が入力されている０発振器ＯＳＣから
出力されるタロツク信号は、バイアス抵抗Ｒ＠を介して
トランジスタＱ、のベースに供給されると共に、Ｎ。

Ｔ回路Ｇ１にて反転され、バイアス抵抗Ｒ９を介してト
ランジスタＱ、のベースに供給されている。

このように、チョッパー回路とインバータ回路とを組み
合わせて使用することにより、入力力率は高くなり、入
力電流の高周波成分も少なくなるものである。

以下、この従来例の動作について説明する。商用交流電
源Ｖｓが投入されると、商用交流電源Ｖｓの交流電圧が
全波整流器Ｄ　Ｂ　＋により全波整流され、全波整流器
ＤＢ、の直流出力端子には脈流電圧が発生する。まず、
極性反転型チョッパー回路の動作について説明する。ト
ランジスタＱ、がオン状態のとき、全波整流器ＤＢ、か
らの直流電流はトランジスタＱ、を介してインダクタン
ス素子り、に流れ、インダクタンス素子り、にエネルギ
ーが蓄えられる９次に、トランジスタＱ、がオフ状態に
なると、全波整流器ＤＢ、からの電流はインダクタンス
素子Ｌ　、に流入しなくなり、インダクタンス素子″−
ユは電流の連続性を維持するために、その両端に電圧を
発生し、ダイオードＤ、を介してインバータ回路及びコ
ンデンサＣ０に電流を流す、以下、同様にして、トラン
ジスタＱ、をスイッチングすることにより、全波整流器
ＤＢ、の出力電圧とは逆極性の電圧をインバータ回路及
びコンデンサＣ０に供給する。

次に、直列共振型インバータ回路の動作について説明す
る。トランジスタＱ　２　、　Ｑ　３のベース・エミッ
タ間には、トランジスタＱ２．Ｑ、を交互にオン、オフ
させるような制御信号が夫々入力されている。トランジ
スタＱ２がオフ状態で、トランジスタＱ３がオン状態の
場合には、インバータ回路の入力端よりコンデンサＣ３
とインダクタンス素子Ｌ２及びトランジスタＱ、のコレ
クタ・エミッタ間を介して、負荷ＺとコンデンサＣ２の
並列回路に電流が流れる。このとき、コンデンサＣＩは
充電される０次に、トランジスタＱ２がオン状態で、ト
ランジスタＱ、がオフ状態の場合には、コンデンサＣ７
からトランジスタＱ２のコレクタ・エミッタ間とインダ
クタンス素子Ｌ２を介して負荷ＺとコンデンサＣ２の並
列回路に電流が流れる。以下、同じ動作を繰り返し、イ
ンダクタンス素子Ｌ２とコンデンサＣ２の直列共振回路
には高周波電流が流れ、コンデンサＣ２の両端には共振
作用により高電圧が発生し、負荷Ｚに印加される。

次に、上述のチョッパー回路及びインバータ回路のトラ
ンジスタＱ、、Ｑ２．Ｑ、を制御するための制御回路の
動作について説明する０発振器ＯＳＣはデユーティファ
クターが５０％の矩形波信号を発振する。第１３図は発
振器Ｏ８Ｃの出力と、チョッパー回路の出力電流Ｉｃ、
インバータ回路の入力電流Ｉｄ、及びコンデンサＣ８の
リップル電流■「の各波形を示している。

発振器Ｏ８Ｃの出力が“Ｈｉｇｈ”レベルになると、フ
リップフロップＦＦがセットされ、その出力Ｑが“Ｈｉ
ｇｈ”レベルとなり、トランジスタＱ、がオンされて、
直流電源Ｅ２によりパルストランスＰＴ。

が励磁され、トランジスタＱ１がオンされる。同時にト
ランジスタＱ６がオンされ、直流電源Ｅ、によりパルス
トランスＰＴ、が励磁され、トランジスタＱ、がオンさ
れて、電流Ｉｄが流れる。コンデンサＣ０の両端電圧は
抵抗Ｒ？　、　Ｒｓで分圧されて検出される。その検出
電圧と基準電圧Ｅ、とをコンパレータＣＰｌで比較する
。検出電圧が基準電圧Ｅ、よりも高くなると、コンパレ
ータＣＰ、の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり、フリッ
プフロップＦＦがリセットされ、その出力Ｑが“Ｌｏｗ
”レベルとなり、トランジスタＱ４がオフされて、トラ
ンジスター、もオフされ、インダクタンス素子り、の蓄
積エネルギーにより電流Ｉｅが流れる。

発振器ｏＳＣの出力が“Ｌｏｗ”レベルになると、トラ
ンジスタＱ６がオフされて、１〜ランジスタＱ３もオフ
され、電流Ｉｃｌが流れなくなる。同時にＮＯＴ回路Ｇ
、の出力が“Ｉ−ｌ−１ｉ”レベルとなり、トランジス
タＱ、がオンされ、直流電源Ｅ、によりパルストランス
ＰＴ、が励磁され、トランジスタＱ２がオンされる。

チョッパー回路における出力電圧安定化のためのコンデ
ンサＣ０としては電解コンデンサを用いるが、この従来
例ではリップル電流Ｉｒの実効値が大きく、電解コンデ
ンサの容量を大きくしなければならないので装置の小形
化が困難であり、また電解コンデンサに多くのリップル
電流が流れるので信頼性が低い。

支も１よ スイッチング電源手段の配置例としては、従来例１のよ
うにチョッパー回路を前段に、インバータ回路を後段に
配置するばかりでなく、インバータ回路を前段に、チョ
ッパー回路を後段に配置す−る場合もある。第１６図は
プッシュプル型のインバータ回路を前段に配置し、降圧
型のチョッパー回路を後段に配置した従来例の回路図で
ある。

以下、第１６図の回路構成について説明する。

商用交流電源Ｖｓは全波整流器ＤＢＩの交流入力端に接
続されている。全波整流器ＤＢ、の正出力端子は、イン
ダクタンス素子Ｌ４を介して発振トランスＴ、の１次巻
線Ｎ１の中間タップに接続されている０発振トランスＴ
、の１次巻線Ｎ、の両端は、夫々トランジスタＱ、、Ｑ
、のコレクタ・エミッタ間を介して全波整流器ＤＢ、の
負出力端子に接続されている０発振トランスＴ１の１次
巻線Ｎ、の両端には、共振用のコンデンサＣ１が並列接
続されている。トランジスタＱ　ｔ　、　Ｑ　＝の夫々
のベースは、発振トランスＴ、の帰還巻線Ｎ、の両端に
夫々接続されている０発振トランスＴ１の２次巻線Ｎ２
には、全波整流器ＤＢ２の交流入力端が接続され、全波
整流器ＤＢ２の直流出力端には平滑用のコンデンサＣ０
が接続されている。

コンデンサＣ０の両端には、トランジスタＱ、のコレク
タ・エミッタ間を介して、限流用のインダクタンス素子
り、と負荷Ｚ及び電流検出用の抵抗Ｒｓの直列回路が接
続されており、この直列回路には、フライホイール通電
用のダイオードＤ、が並列接続されている。負荷Ｚの両
端には、平滑用のコンデンサＣ５が並列接続されている
。トランジスタＱ、のベース・エミッタ間には、パルス
トランスＰＴ、の２次巻線がバイアス抵抗Ｒ１を介して
接続されている。パルストランスＰＴ、の１次巻線には
、トランジスタＱ４を介して直流電源Ｅ２が接続されて
いる。トランジスタＱ４のベースにはバイアス抵抗Ｒ４
を介してフリップフロップＦＦの出力Ｑが接続されてい
る０発振トランスＴ１の補助巻線Ｎ４には、全波整流器
ＤＢ、の交流入力端が接続されている。全波整流器ＤＢ
、の正出力端子には、ゼロクロス点検出用のコンパレー
タＣＰ２の負入力端子が接続され、全波整流器Ｄ　Ｂ　
３の負出力端子には、前記コンパレータＣＰ２の正入力
端子が接続されている。コンパレータＣＰ２の出力は、
フリップフロップＦＦのタロツク入力ＣＬに接続されて
いる。フリップフロップＦＦのリセット入力Ｒにはコン
パレータＣＰ、の出力が接続されている。コンパレータ
ＣＰ　＋の負入力端子には基準電圧Ｅ、が印加されてい
る。コンパレータＣＰＩの正入力端子には、電流検出用
の抵抗Ｒｓの検出電圧が印加されている。

以下、第１６図回路の動作について説明する。

まず、プッシュプル型のインバータ回路の動作について
説明する。商用交流電源Ｖｓが投入されると、トランジ
スタＱ、又はＱ、のいずれかが先にオン状態となる。今
、仮にトランジスタＱ７がトランジスタＱ３よりも先に
オン状態になったとすると、インダクタンス素子Ｌ４を
流れる電流は発振トランスＴ１の１次巻線Ｎ、の中間タ
ップを通り、トランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間
に流れる０発振トランスＴ、の１次巻線Ｎ１に電流が流
れたことにより、トランジスタＱ、には順バイアスを、
トランジスタＱ、には逆バイアスを印加する向きに、発
振トランスＴ１の帰還巻線Ｎ３には電圧が誘起される０
次に、コンデンサＣ４と発振トランスＴ、の１次巻線Ｎ
、との共振作用により帰還巻線Ｎ、には今までと逆方向
の電圧が誘起され、この帰還巻線Ｎ、に誘起された電圧
により、トランジスタＱ７は逆バイアスされ、トランジ
スタＱ８は順バイアスされて、トランジスタＱ、はオフ
状態に、トランジスタＱ、はオン状態にされる。以下、
同じ動作を繰り返して、発振トランスＴ、の２次巻線Ｎ
２に高周波電圧■２が誘起される。この高周波電圧■２
は全波整流器Ｄ　Ｂ　２にて全波整流され、平滑用のコ
ンデンサＣ０にて平滑されて、降圧型チョッパー回路の
電源となる。

次に、降圧型チョッパー回路の動作について説明する。

トランジスタＱ、がオンすると、コンデンサＣ６からト
ランジスタＱ１、インダクタンス素子り、を介して、負
荷Ｚに電流Ｉｄが流れる。トランジスタＱ１がオフする
と、フライホイール電流通電用のダイオードＤ、を介し
てインダクタンス素子り、の蓄積エネルギーが放出され
、インダクタンス素子Ｌ５から、負荷２及びダイオード
Ｄ、を介してインダクタンス素子Ｌｓに戻る経路で電流
が流れる。負荷Ｚに流れる電流の高周波成分は、平滑用
のコンデンサＣ１にバイパスされ、負荷Ｚには直流電力
が供給される。

第１７図は第１６図回路の動作波形図である。

この波形図を参照しながら、第１６図回路における制御
回路の動作について説明する０発振トランジスタの補助
巻線Ｎ４には、２次巻線Ｎ２の出力電圧■２に比例しな
電圧が発生する。この電圧を全波整流器Ｄ　Ｂ　ｓで全
波整流する。その整流出力をコンパレータＣＰ２で零電
圧検出することにより、２次巻線Ｎ２の出力電圧Ｖ２の
ゼロクロス点に同期して、コンパレータＣＰ２は’Ｈｉ
ｇｈ”レベルのパルスを出力する。このパルスにより、
フリップフロップＦＦはセットされ、出力Ｑが“Ｈｉｇ
ｈ”レベルとなり、トランジスタＱ４がオンされ、直流
電源Ｅ２によりパルストランスＰＴ、が励磁され、トラ
ンジスタＱ、がオンされて、上述の電流Ｉｄが流れるも
のである。

インダクタンス素子り、に流れる電流Ｉｄを電流°　検
出用の抵抗Ｒｓで検出し、コンパレータＣＰ、により基
準電圧Ｅ＋と比較する。検出電圧が基準電圧Ｅｌに達す
ると、コンパレータＣＰ、の出力がＨｉｇｈ”レベルと
なり、フリップフロップＦＦがリセットされ、その出力
Ｑが“Ｌｏｗ″レベルとなり、トランジスタＱ、がオフ
され、トランジスタＱ１もオフされる。これによって、
電流Ｉｄは０になる。

なお、電流Ｉｃは出力電圧ｖ２と同位相の脈流波形とな
っている。

インバータ回路の出力電圧を安定化するためのコンデン
サＣ０としては電解コンデンサを用いるが、この従来例
ではリップル電流Ｉｒの実効値が大きく、電解コンデン
サの容量を大きくしなければならないので、装置の小形
化が困難であり、また電解コンデンサに多くのリップル
電流が流れるので信頼性が低い。

良敦涯１ 次に、太陽電池等の時々刻々と出力電圧が変動する電源
を入力とする電源装置においても、２段構成のスイッチ
ング電源手段を用いると性能向上が図られる。つまり、
前段のスイッチング電源手段を用いて安定な直流電圧を
生成し、この直流電圧を後段のスイッチング電源手段の
入力とすることにより、電源装置の出力電圧が安定化さ
れる。

第２０図はこの方式による従来例の回路図である。

以下、第２０図の回路構成について説明する。

太陽電池ＳＢの出力端子は、トランジスタＱ１とインダ
クタンス素子り、を介してコンデンサＣ０に接続されて
いる。インダクタンス素子Ｌ１とコンデンサＣ０の直列
回路には、フライホイール電流通電用のダイオードＤＩ
が並列接続されている。

以上の回路により、降圧型チョッパー回路を構成してい
る。

コンデンサＣ０の両端には、トランジスタＱ　＋　＋　
＋Ｑ　＋　３の直列回路とトランジスタＱ、□、Ｑ１４
の直列回路が並列接続されている。各トランジスタＱ。

〜Ｑ　＋　４には、ダイオードＤ１１〜ＤＩ４がそれぞ
れ逆並列接続されている。トランジスタＱ　＋　＋　＋
　Ｑ　Ｉ　：ｌの接続点とトランジスタＱ１□＋　Ｑ　
ｌ　４の接続点の間には、イ〉ダクタンス素子Ｌ２とコ
ンデンサｃ２よりなる平滑回路が接続されており、コン
デンサｃ２の両端には負荷Ｚとして放電灯が接続されて
いる。

高周波発振器ＯＳＣ，の出力は、ＡＮＤ回路Ａ１゜Ａ２
の一方の入力に接続されている。低周波発振器０８Ｃ２
の出力は、トランジスタＱ　＋　４のベース及びＡＮＤ
回路Ａ２の他方の入力に接続されると共に、ＮＯＴ回路
Ｇ、を介してＡＮＤ回路Ａ、の他方の入力に接続され、
ＮＯＴ回路Ｇ２を介してトランジスタＱ　＋　３のベー
スに接続されている０以上の回路によりブリッジ型チョ
ッパー回路を構成しており、負荷Ｚに矩形波電圧を供給
するものである。

以下、この従来例の動作について説明する。前段の降圧
型チョッパー回路の動作については、上述の従来例２に
おいて説明しなので、重複する説明は省略し、後段のブ
リッジ型チョッパー回路の動作について説明する。発振
器０ＳＣ２はデユーティファクター５０％の矩形波信号
を発振し、その発振周波数は発振器○ＳＣ１の発振周波
数よりも充分に低い。

発振器０ＳＣ２の出力が“Ｈｉ）（ｈ”レベルのときに
、トランジスタＱ　Ｉ　４はオンする。このとき、ＮＯ
Ｔ回路Ｇ　、の出力が“Ｌｏｗ”レベルになるので、Ａ
ＮＤ回路Ａ、の出力は’Ｌｏｗ”レベルとなり、トラン
ジスタＱ６がオフして、トランジスタＱ　＋２はオフす
る。また、ＮＯＴ回路Ｇ２の出力も“Ｌｏｗ”レベルに
なるので、トランジスタＱ　＋　３もオフする。−方、
ＡＮＤ回路Ａ２は発振器ＯＳＣ，の矩形波信号を通過で
きる状態となり、トランジスタＱ５が発振器ＯＳＣ，の
矩形波信号に同期してオン、オフし、トランジスタＱ、
が高周波でオン、オフされる。したがって、トランジス
タＱ１、インダクタンス素子り７、コンデンサＣ２、ダ
イオードＤｌｆｆで降圧型チョッパー回路が構成される
。

発振器０８０２の出力が“Ｌｏｗ″ｌ／ベルのときには
、トランジスタＱ、はオフする。このとき、ＮＯＴ回路
Ｇ、の出力が’Ｉ−（ｉｇｈ”レベルになるので、ＡＮ
Ｄ回路Ａ＋は発振器ＯＳＣ，の矩形波信号を通過できる
状態となり、トランジスタＱ６が発振器○Ｓ　Ｃ＋の矩
形波信号に同期してオン、オフし、■・ランジスタＱ　
Ｉ　２が高周波でオン、オフされる。

また、ＮＯＴ回路Ｇ２の出力も’Ｈｉｇｈ”レベルにな
るので、トランジスタＱ　Ｉ　３がオンする。一方、Ａ
ＮＤ回路Ａ２の出力は’Ｌｏｗ”レベルになるので、ト
ランジスタＱｓがオフして、トランジスタＱ　＋　＋が
オフする。したがって、トランジスタＱ　＋２、インダ
クタンス素子Ｌ２、コンデンサＣ２、ダイオードＤＩ４
で降圧型チョッパー回路が構成される。

以上の動作において、トランジスタＱ　ｌｌ＋　Ｑ　＋
　２のスイッチングによる高周波成分は、コンデンサＣ
２にバイパスされるので、負荷Ｚには直流成分が供給さ
れることになり、その極性が発振器０８Ｃ２の周期で交
番することにより、負荷２には矩形波電圧が印加される
ものである。

発振器ＯＳＣ，は前段の降圧型チョッパー回路の発振器
として兼用されている０発振器○ＳＣＩの出力が“Ｈｉ
ｇｈ”レベルになると、フリップフロップＦＦがセット
され、その出力Ｑが’Ｈｉｇｈ”レベルとなり、トラン
ジスタＱ、がオンされ。直流電源Ｅ２によりパルストラ
ンスＰＴ、が励磁され、トランジスタＱ、がオンされる
。コンデンサＣ０の両端電圧は抵抗Ｒ，，Ｒ，で分圧さ
れて検出される。

この検出電圧と基準電圧ＥｌとをコンパレータＣＰ１で
比較する。検出電圧が基準電圧Ｅ１よりも高くなると、
コンパレータＣＰ１の出力が“Ｈｉｇｈ”レベルとなり
、フリップフロップＦＦがリセットされ、その出力Ｑが
″Ｌ　ｏｗ”レベルとなり、トランジスタＱ、がオフさ
れてトランジスタＱ、もオフされる。

第２１図はこの従来例の動作波形図である。前段の降圧
型チョッパー回路における出力電圧を安定化するための
コンデンサＣ６とじては電解コンデンサを用いるが、こ
の従来例ではリップル電流Ｉｒの実効値が大きく、電解
コンデンサの容量を大きくしなければならないので装置
の小形化が困難であり、また電解コンデンサに多くのリ
ップル電流が流れるので信頼性が低い。

［発明が解決しようとする課題］ 上述のように、スイッチング電源手段を２段以上直列に
接続し、電源装置の性能向上を図ることが往々にして行
われる。この場合、全てのスイッチング電源手段は同一
の周波数で動作させるか、２倍あるいは１／２倍の周波
数で動作させるのが普通である。なぜなら、この条件に
合わないような個々に異なる周波数で動作させると、あ
るスイッチング素子の開閉動作により発生したノイズが
、他のスイッチング電源手段の制御回路の誤動作を引き
起こし、各スイッチング電源手段の動作周波数の差、つ
まりビート周波数に応じて上述の誤動作に強弱が発生し
、その強弱に応じて騒音が発生し、負荷Ｚが放電灯の場
合にはちらつき等の不都合を生じるからである。このよ
うな相互干渉を防止する意味で、上記の周波数条件が用
いられている。

さらに、隣合う２つのスイッチング電源手段の間には、
直流電圧を安定化するためのコンデンサを必ず挿入する
。これにより、前段のスイッチング電源手段の出力と後
段のスイッチング電源手段の入力から見て、コンデンサ
のインピーダンスが低くなるため、両スイッヂング電源
手段の動作が相互に影響を与えず、したがって、各々の
入出力電流波形は個別の場合と何ら変わらなくなるもの
である。

ところで、このコンデンサとしては一般に容量の大きい
ものが用いられ、装置の小形化の要請から電解コンデン
サを使用している。しかしながら、電解コンデンサは信
頼性が低く、特に高温状態に置かれた場合や自己発熱が
多い場合には、信頼性が著しく低下する。したがって、
−ｉに電解コンデンサの信頼性が電源装置全体の信頼性
を決定すると言っても過言ではない、ここで、もし電解
コンデンサの入出力電流の実効値であるリップル電流Ｉ
ｒを低減できれば、電解コンデンサの自己発熱が減少し
、信頼性が向上すると考えられる。また、小容量の電解
コンデンサ、あるいは同一容量の電解コンデンサでも許
容リップル電流値が小さい小型のものが使用でき、装置
の小形化が可能になると考えられる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、スイッチング電源手段を２段以
上直列接紗した電源装置において、スイッチング電源手
段の間に設けられる平滑用の電解コンデンサのリップル
電流値を低減し、装置の信頼性を向上せしめると共に、
装置の小型化を達成することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図（ａ）に示すように、入力電源１と、入力電源１に接
続された第１のスイッチング電源手段２と、第１のスイ
ッチング電源手段２の出力端に接続された電解コンデン
サ５と、第１のスイッチング電源手段２の出力端に接続
された第２のスイッチング電源手段３と、第２のスイッ
チング電源手段３の出力端に接続された負荷４とを備え
、両スイッチング電源手段２．３は動作周波数が同一又
、は一方が他方の２倍であり相互干渉を防止するように
同期運転され、第１のスイッチング電源手段２の出力電
流Ｉｃの波形と、第２のスイッチング電源手段３の入力
電流Ｉｄの波形とは周期が等しく、極大値を１つのみ有
する電源装置において、電解コンデンサ５への充電電流
波形と電解コンデンサ５からの放電電流波形の各々につ
いて、電流の最小値から電流が増加し始める点を基点と
して、１周期の積分値の１／２の積分値に達する点（面
積２等分点）が略一致するように、電解コンデンサ５に
ダミー電流を流すダミー電流制御手段６を電解コンデン
サ５に並列的に接続したことを特徴とするものである。

また、第１図（ｂ）に示すように、電解コンデンサ５に
流れるリップル電流を検出する状態検出手段７を設けて
、その検出結果に応じてスイッチング電源手段２及び／
又は３の回路定数を定数設定手段２０及び／又は３０に
より適切に設定し、面積２等分点が一致するように構成
しても良い、さらにまた、第１のスイッチング電源手段
２の状態を検出する状態検出手段８を設けて、その検出
結果に応じてスイッチング電源手段３の回路定数を定数
設定手段３０により適切に設定し、あるいは、第２のス
イッチング電源手段３の状態を検出する状態検出手段９
を設けて、その検出結果に応じてスイッチング電源手段
２の回路定数を定数設定手段２０により適切に設定し、
面積２等分点が一致するように構成しても良い。

［作用］ 以下、本発明の原理について説明する。まず、平滑用の
電解コンデンサ５の前段及び後段の各スイッチング電源
手段２．３の存在理由を損なうことなく、リップル電流
■「を低減する方法を見出だす必要がある。リップル電
流Ｉ「は、前段のスイッチング電源手段２の出方電流Ｉ
ｃと、後段のスイッチング電源手段３の入力電流Ｉｄの
差であリ、 Ｉｒ＝Ｉｃ−Ｉｄ と表せる。スイッチング電源手段２．３の間には、電解
コンデンサ５が存在するので、従来例の説明で述べたよ
うに、スイッチング電源手段２の出力電流Ｉｃとスイッ
チング電源手段３の入力電流Ｉｄが相互に影響されるこ
とはない、したがって、リップル電流Ｉｒは、電流Ｉｃ
とＩｄの幾何学的な加算として表現される。ここで、電
解コンデンサ５に対して問題となるのは、リップル電流
Ｉｒの波形そのものの形状ではなく、リップル電流Ｉｒ
の実効値である。

そこで、次のごとき仮定■〜■の下において、リップル
電流Ｉｒの実効値が少なくなる条件を検討した。

■電解コンデンサ５の前段のスイッチング電源手段２の
出力電流Ｉｃと、後段のスイッチング電源手段３の入力
電流Ｉｄの平均値は等しい、すなわち、電解コンデンサ
５を移動する電荷量はＯであり、その電圧は一定である
。

■上記■の入出力電流波形の周期は等しい。

■上記■の入出力電流波形の極大値は１つの値のみを有
する。

■ただし、上記■でノイズや寄生振動のごとき極値は除
く。

上記■〜■の仮定の下において、入出力電流波形の位相
関係を変化させると、リップル電流Ｉｒの実効値が変化
することが判明し、次の条件でリップル電流Ｉｒの実効
値を最小化できることを発見した。

ｉ）入出力電流波形共に最小値より電流が増加し始める
点を基点とし、 ｉｉ）各々の電流波形の１周期の積分値の１／２の積分
値に達する点（つまり面積２等分点）が略−致するよう
に、入出力電流波形における上記ｉ）の基点間に位相差
を設ける。

すなわち、極力上記のような位相関係になるよう番こす
れば、電解コンデンサ５に流れるリップル電流Ｉｒの実
効値は低下し、電源装置の信頼性を向上せしめることが
でき、小型化が達成できるものである。

以下、入出力電流波形の位相関係を変化させた場合のリ
ップル電流■「の実効値の変化を検討した結果を例示す
る。

第１４図（ａ）、（ｂ）は従来例１におけるコンデンサ
Ｃ０の充電電流Ｉｃと放電電流Ｉｄの波形図である。充
電電流Ｉｃは、休止区間のある単調減少の鋸歯状波形で
あり、基点ｔｃｏより面積２等分点ｔｅａまでの時間は
、 ｔｅａ−ｔｃｏ−（１１／／２）Ｋｃ−Ｔとなる。放電
電流Ｉｄは、正弦波の半波波形であり、基点ｔｄｏより
面積２等分点ｔｄｃまでの時間は、ｔｄｃ　−ｔｄｏ　
＝　Ｔ　／　４ となる。計算によれば、Ｋｃ＝０．５のとき、面積２等
分点Ｌｅｅ　、　ｔｄｃを一致させるためには、ｔｄｏ
−ｔｃ。

＃−０，１０４Ｔ又は０．８９６Ｔとすれば良いことが
判った。第１５図はＫｃ＝０．５のときに基点ｔｃｏ、
ｔｄｏの位相関係を変化させた場合のリップル電流工「
の実効値の変化を測定した結果を相対値で示したもので
ある。同図から明らかなように、リップル電流Ｉｒの実
効値が最低値となる位相関係は、面積２等分点ｔｃｃ　
、　ｔｄｃが一致する位相関係の計算結果と一致する。

第１８図（ａ）、（ｂ）は従来例２におけるコンデンサ
Ｃ０の充電電流Ｉｃと放電電流Ｉｄの波形図である。充
電電流Ｉｃは、正弦波の脈流波形であり、基点ｔｃｏよ
り面積２等分点ｔｅａまでの時間は、Ｌｅｅ　−ｔｃｏ
＝　Ｔ　／　’；２ となる。放電電流Ｉｄは、休止区間のある単調増加の鋸
歯状波形であり、基点ｔｄｏより面積２等分点ｔｄｃま
での時間は、 ｔｄｃ−ｔｄｏ＝ＫｃＬ　Ｔ１５ となる、計算によれば、Ｋｄ＝０．３のとき、面積２等
分点ｔｅａ　、　ｔｄｃを一致させるためには、ｔｄｏ
−ｔｃ。

！＝ｉ０．２８８とすれば良いことが判った。第１９図
はＫｄ＝０．３のときに基点ｔｅａ　、　ｔｄｏの位相
関係を変化させた場合のリップル電流工「の実効値の変
化を測定した結果を相対値で示したものである。

同国から明らかなように、リップル電流Ｉｒの実効値が
最低値となる位相関係は、面積２等分点ｔｃｃ　。

ｔｄｃが一致する位相関係の計算結果と一致する。

第２２図（ａ）　、　（ｂ）は従来例３におけるコンデ
ンサＣ０の充電電流Ｉｅと放電電流Ｉｄの波形図である
。充電電流Ｉｃは、三角波波形であり、基点ｔｃ。

より面積２等分点ｔｅａまでの時間は、ｔｅａ−ｔｃｏ
＝（１（（Ｉ　　Ｋｃ）／２１”２）・７以上述べたよ
うに、電解コンデンサ５への充電電流Ｉｃと、電解コン
デンサ５からの放電電流１ｄの各波形における面積２等
分点が略一致していれば、電解コンデンサ５に流れるリ
ップル電流Ｉｒの実効値は最低化できる。第１図（、）
の構成では、ダミー電流制御手段６によりダミー電流を
流すことにより、コンデンサＣ０への見掛けの流入電流
とコンデンサＣ０からの見掛けの流出電流の面積２等分
点が略一致するようにしているので、リップル電流Ｉｒ
の実効値を最低化できるものである。

また、第１図（ｂ）の構成では、定数設定手段２０及び
／又は３０により、電解コンデンサ５への充電電流Ｉｃ
と、電解コンデンサ５からの放電電流Ｉｄの各波形にお
ける面積２等分点が略一致するように回路定数を定めて
いるので、リップル電流Ｉｒの実効値を最低化できるも
のである。さらに、状態検出手段７〜９を少なくとも１
つ設けて、その検出結果に応じて面積２等分点が略一致
するように定数設定を行えば、電源変動や負荷変動があ
っても、常にリップル電流Ｉｒの実効値を最低化できる
ものである。

［実施例１］ 第２図は本発明の第１実施例の回路図であり、第３図は
その動作波形図である０本実施例は、従来例３と同様に
、降圧型チョッパー回路とブリッジ型チョッパー回路の
組み合わせであり、動作も従来例３と基本的には同じで
ある。ただし、本実施例では、コンデンサＣ０の両端に
ダミー電流制御手段として、抵抗Ｒ９とトランジスタＱ
、の直列回路を並列に接続している。トランジスタＱ、
のベースには、バイアス抵抗Ｒ１゜を介してＮＯＴ回路
回路の出力が接続されている。ＮＯＴ回路Ｇ３の入力に
は、発振器ＯＳＣ，の発振出力が供給されている。

発振器０３ＣＩの出力が“Ｌｏｗ”レベルのとき、ＮＯ
Ｔ回路回路の出力は”Ｈｉｇｈ’レベルとなるので、ト
ランジスタＱｓはオンされ、抵抗Ｒ３を介してダミー電
流Ｉ２が流れる８発振器ＯＳＣ，の出力が“Ｈｉｇｈ”
レベルのときには、ＮＯＴ回路回路の出力は’Ｌｏｗ”
レベルとなるので、トランジスタＱ９はオフされ、ダミ
ー電流■２が流れなくなる。したがって、ダミー電流Ｉ
２は第３図に示すような波形となる。

本実施例にあっては、コンデンサＣ０への充電電流Ｉｃ
は常に流れているが、放電電流Ｉｄは断続している。そ
して、放電電流Ｉｄの休止区間を埋めるように、ダミー
電流Ｉ２が流れる。まず、放電電流Ｉｄが流れていると
きには、充電電流Ｉｃと放電電流Ｉｄが打ち消し合うの
で、リップル電流Ｉｒは少なくなる９次に、放電電流Ｉ
ｃｌが流れていないときには、充電電流Ｉｃが流れるこ
とによりリップル電流Ｉｒが多くなろうとするが、本実
施例では放電電流Ｉｄの代わりにダミー電流■２が流れ
て、充電電流１ｃとダミー電流Ｉ２が打ち消し合うので
、結果的にリップル電流Ｉｒが少なくなる。

抵抗Ｒ３の抵抗値を適切に選べば、放電電流Ｉｄとダミ
ー電流Ｉ２の合成電流波形の面積２等分点と充電電流Ｉ
ｃの波形の面積２等分点とを略一致させることができ、
リップル電流■「の実効値を最低化できる。したがって
、電源装置の信頼性を向上させることができると共に、
小型化が達成できるものであるや ［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図であり、第５図は
その動作波形図である。本実施例は、従来例１と同様に
、極性反転型チョッパー回路と直列共振型、インバータ
回路の絹み合わせであり、動作も従来例１と基本的には
同じである。ただし、本実施例では、コンデンサＣ０の
両端にダミー電流制御手段として、インダクタンス素子
り、及びコンデンサＣ５とトランジスタＱ９の直列回路
を並列に接続している。トランジスタＱ、には、ダイオ
ードＤ４が逆並列接続されている。トランジスタＱ＠の
ベースには、バイアス抵抗ＲＩＧを介してＮＯＴ回路Ｇ
、の出力が接続されている。ＮＯＴ回路Ｇ、の入力には
、発振器ｏＳＣの発振出力が供給されている。

発振器Ｏ８Ｃの出力が“Ｌｏｗ”レベルのとき、Ｎ○Ｔ
回路Ｇ、の出力は゛Ｈｉｇｈ″レベルとなるので、トラ
ンジスタＱ、はオンされ、インダクタンス素子Ｌ３及び
コンデンサＣ１よりなる直列共振回路を介してダミーの
振動電流■２が流れる０発振器ＯＳＣの出力が’Ｈｉｇ
ｈ”レベルのときには、ＮＯＴ回路Ｇ、の出力は’Ｌｏ
ｗ”レベルとなるので、トランジスタＱ９はオフされ、
ダイオードＤ４を介して上記とは逆方向にダミーの振動
電流■２が流れる。

したがって、ダミー電流■２は第３図に示すような正負
両方向に振られる正弦波波形となる。

本実施例にあっては、コンデンサＣ８への充電電流Ｉｃ
と放電電流Ｉｄは共に断続している。充電電流Ｉｃの休
止区間には放電電流Ｉｄが流れるが、この放電電流Ｉｄ
を打ち消す方向にダミー電流■２が流れるので、リップ
ル電流は少なくなる。また、放電電流ＩｔＪの体１に区
間には充電電流Ｉｃが流れるが、この充電電流Ｉｃを打
ち消す方向にダミー電流■２が流れるので、リップル電
流は少なくなる。

回路定数を適切に選べば、放電電流Ｉｄとダミー電流■
２の合成電流波形の面積２等分点と充電電流Ｉｃの波形
の面積２等分点とを略一致させることができ、リップル
電流Ｉｒの実効値を最低化できる。したがって、電源装
置の信頼性を向上させることができると共に、小型化が
達成できるものである。

また、本実施例ではインダクタンス素子Ｌ３及びコンデ
ンサＣ１の直列共振回路を介してダミー電流を流してい
るので、電力損失が少ない。

［実施例３］ 第６図は本発明の第３実施例の回路図である。

本実施例はリンギングチョーク型コンバータ回路と昇圧
型チョッパー回路を組み合わせた例である。

以下、第６図回路の構成について説明する。発振トラン
スＴ２の１次巻線ｎ＋には、トランジスタＱ。

を介して直流電源Ｅｓが接続されている。トランジスタ
Ｑ。のベース・エミッタ間にはバイアス抵抗Ｒ２を介し
て発振トランスＴ２の帰還巻線ｎ、が接続されている。

トランジスタＱ０のコレクタ・エミッタ間には、コンデ
ンサＣ６が並列接続されている０発振トランジスタの２
次巻線ｎ２には、ダイオードＤ０を介してコンデンサＣ
０が接続されている。コンデンサＣ０の正端子は、イン
ダクタンス素子り、とダイオードＤ１を介してコンデン
サＣ２の正端子に接続されている。コンデンサＣ０の負
端子はコンデンサＣ２の負端子と接続されている。

インダクタンス素子り、とダイオードＤ′１との接続点
は、トランジスタＱ、のコレクタ・エミッタ間を介して
コンデンサＣ、、Ｃ２の負端子に接続されている。トラ
ンジスタＱ、のベース・エミッタ間には、発振トランス
Ｔ２の補助巻線ｎ、が接続されている。コンデンサＣ２
の両端には、負荷２が接続されている。

以下、本実施例の動作について説明する。まず、リンギ
ングチョーク型コンバータ回路の動作について説明する
。トランジスタＱ０がオンのときには、発振トランスＴ
２の１次巻線ｎ１に流れる電流■１が徐々に増加する。

このため、帰還巻線ｎ、より得られる帰還電流は増加し
、トランジスタＱ。

のベース電流が増加するので、そのコレクタ電流も増加
し、発振トランスＴ２の１次巻線ｎ１に流れる電流Ｉ、
はさらに増加する。発振トランスＴ２の磁気飽和又はト
ランジスタＱ０の飽和により、上述の正帰還作用が断た
れると、トランジスタＱ０はオフし、発振トランスＴ２
の２次巻線ｎ２には逆起電力が発生し、ダイオードＤ０
を介してコンデンサＣ６に充電電流Ｉｃが流れる。この
充電電流Ｉｅは、発振１〜ランスＴ２のインダクタンス
成分に蓄積された電磁エネルギーが減少するにつれて小
さくなる。

次に、昇圧型チョッパ・−回路の動作について説明する
。トランジスタＱ、がオン状態のとき、コンデンサＣ０
からの電流ＩｄはトランジスタＱ１を介してインダクタ
ンス素子Ｌｌに流れ、インダクタンス素子Ｌ１にエネル
ギーが蓄積される。次に、トランジスタＱ１がオフ状態
になると、インダクタンス素子り、はその両端に電圧を
発生し、コンデンサＣ８の電圧にインダクタンス素子■
、１の両端電圧を加えた電圧が、ダイオードＤ、を介し
て負荷Ｚ及び平滑用のコンデンサＣ２の並列回路に印加
される。負荷Ｚに印加される電圧の高周波成分は、平滑
用のコンデンサＣ７にバイパスされ、負荷Ｚには直流電
圧が供給される。以下、同様にしてトランジスタＱ１が
オン、オフされることにより、コンデンサＣ０の電圧よ
りも高い電圧が負荷Ｚに供給されるものである。昇圧型
チョッパー回路のトランジスタＱ１の駆動信号は、リン
ギングチョーク型コンバータ回路の発振トランスＴ２の
補助巻線ｎ、から得ており、トランジスタＱｏ、Ｑ。

を同期運転している。

第７図（ａ）　、　（ｂ）は本実施例の動作波形図であ
る。

通常の設計では、第７図（ａ）に示すような動作波形と
なり、コンデンサＣ８の充電電流Ｉｃと放電電流Ｉｄの
面ＷＩ２等分点は離れている。そこで、回路定数を変え
て、トランジスタＱ。のオン時間を短くし、第７図（ｂ
）に示すような動作波形とすることにより、面積２等分
点を近接させ、リップル電流Ｉｒを減少させる。上述の
ように、リンギングチョーク型コンバータ回路は、トラ
ンジスタＱ。

がオンしている期間に、発振トランスＴ２にエネルギー
を蓄え、トランジスタＱ。がオフしている期間に、負荷
側にエネルギーを放出するものであるから、第７図（ａ
＞　、　（ｂ）における電流■、を精分したときの面積
は同じであり、積分時間が短い第７図（ｂ）の場合には
、電流１．のピーク値が高くなる。

電流■１のピーク値が高くなり過ぎると、トランジスタ
Ｑ０の安全動作領域（Ａ　Ｓ　Ｏ）を外れてしまい、ト
ランジスタＱ０が破壊されやすくなり、スイッチング損
失が増大するので、通常は第７図（ａ）に示すような動
作波形となるように回路定数を設定するものであるが、
本実施例では、敢えて第７図（ｂ）に示すような動作波
形となるように回路定数を設定し、トランジスタＱ０を
保護するために、コンデンサＣ８をトランジスタＱ０の
両端に並列に接続している。このように、スイッチング
損失によるストレスを緩和する手段を付は加えながら、
回路定数の選択により面積２等分点を略一致させること
により、コンデンサＣ９へのリップル電流Ｉｒの実効値
を低減させ、装置の信頼性向上や小型化を達成できるも
のである。

［実施例４］ 第８図は本発明の第４実施例の回路図であり、第９図（
ａ）　、　（ｂ）はその動作波形図である９本実施例は
従来例３と同様に、降圧型ヂョッパー回路とブリッジ型
チョッパー回路の組み合わせであり、動作も従来例３と
基本的には同じである。ただし、本実施例では、コンデ
ンサＣ８に流れるリップル電流Ｉｒを検出するためのカ
レントトランスＣＴを設け、その検出電流の実効値を実
効値検出器ＲＭＳにて検出し、検出された実効値が所定
値を越えると、リレーＲｙの接点ＳＷが切換制御されて
、インダクタンス素子Ｌ＋のインダクタンス成分が変化
するようになっている。

第９図（ａ）は負荷Ｚの電圧が高い場合の動作波形図で
あり、コンデンサＣ０の放′：４電流Ｉｄは緩やかに上
昇するため、放電電流Ｉｄの面積２等分点は基点から遠
ざかっている。このとき、リレーＲＦの接点ＳＷはオフ
されており、インダクタンス素子り、のインダクタンス
成分を大きくして、充電電流Ｉｃが緩やかに上昇するよ
うにして、充電電流Ｉｃの面積２等分点を基点から遠ざ
けることにより、放電電流Ｉｄの面積２等分点と略一致
させるものである。

第９図（ｂ）は負荷Ｚの電圧が低い場合の動作波形図で
あり、コンデンサＣ０の放電電流Ｉｄは急激に上昇する
ため、放電電流Ｉｃｌの面積２等分点が基点の近くに来
るので、これを補償するために、リレーＲｙの接点ＳＷ
をオンとし、インダクタンス素子Ｌ１のインダクタンス
成分を小さくし、充電電流Ｉｃが急激に上昇するように
して、充電電流Ｉｃの面積２等分点を基点に近付けるこ
とにより、放電電流Ｉｄの面積２等分点と略一致させる
ものである。

したがって、本実施例にあっては、負荷Ｚが変動して放
電電流Ｉｄの波形が変化しても、充電電流Ｉｃと放電電
流Ｉｄの面積２等分点を略一致させることができ、リッ
プル電流Ｉｒの実効値を低減させることができるもので
ある。

［実施例５］ 第１０図は本発明の第５実施例の回路図である。

本実施例は、昇圧型チョッパー回路と降圧型チョッパー
回路を組み合わせた例である。上述の実施例４では、コ
ンデンサＣ０のリップル電流Ｉｒを直接検出したが、本
実施例では負荷Ｚの電圧を検出し、その検出結果に応じ
てリレーＲｙの接点ＳＷにてインダクタンス素子り。を
短絡又は開放することにより、前段の昇圧型チョッパー
回路の動作波形を変えるものである。

以下、第１０図の回路構成について説明する。

商用交流電源Ｖｓには全波整流器ＤＢ、の交流入力端子
が接続されている。全波整流器ＤＢ、の正出力端子は、
インダクタンス素子り、とダイオードＤ、を介してコン
デンサＣ８の正端子に接続され、コンデンサＣ８の負端
子は、リレーＲｙの接点ＳＷとインダクタンス素子Ｌ０
の並列回路を介して全波整流器Ｄ　Ｂ　＋の負出力端子
に接続されている。

インダクタンス素子Ｌ１とダイオードＤ１の接続点とコ
ンデンサＣ０の負端子との間は、トランジスタＱ、のコ
レクタ・エミッタ間を介して接続されている。コンデン
サＣ０の正端子は、トランジスタＱ２のコレクタ・エミ
ッタ間とインダクタンス素子り、を介してコンデンサＣ
５の正端子に接続されており、コンデンサＣ６の負端子
は電流検出用の抵抗Ｒｓを介してコンデンサＣ８の負端
子に接続されている。インダクタンス素子り、とコンデ
ンサＣ５と電流検出用の抵抗Ｒｓの直列回路には、フラ
イホイール電流通電用のダイオードＤ、が並列接続され
ている。電流検出用の抵抗Ｒｓの両端電圧は、増幅器Ａ
Ｐ、にて増幅される。増幅器ＡＰ。

の出力は、フリップフロップＦＦ２のリセット人力Ｒに
接続されている。

コンデンサＣ９及び負荷Ｚの両端には、抵抗Ｒ３７゜Ｒ
１，の直列回路が接続されている。抵抗Ｒ＋　？　、　
Ｒ１Ｂの接続点の電圧は、コンパレータＣＰ２の一方の
入力端子に印加されている。コンパレータＣＰ２の他方
の入力端子には、基準電圧Ｅ、が印加されている。コン
パレータＣＰ２の出力端子はリレーＲｙの一端に接続さ
れ、リレーＲ，Ｙの他端は直流電源Ｅ、の正端子に接続
されている。直流電源Ｅ４の負端子は接地されている。

以下、第１０図回路の動作について説明する。

発振器ｏＳＣの出力が“’Ｈｉｇｈ”レベルとなったと
きに、フリップフロップＦ　Ｆ　＋　、　Ｆ　Ｆ　２が
セットされ、そのＱ出力が’Ｈｉｇｈ”レベルとなる。

これにより、トランジスタＱ、、Ｑ２が同時にオンされ
る。

フリップフロラ１ＦＦ、、ＦＦ２はそれぞれコンパレー
タＣＰ１及び増幅器ＡＰ、の出力にてリセットされ、ト
ランジスタＱ、、Ｑ２をそれぞれオフさせる。負荷Ｚの
電圧が高い場合には、抵抗Ｒ，，，Ｒ，。

による検出電圧が基準電圧Ｅ、よりも高くなり、コンパ
レータＣＰ２の出力は“’Ｈｉｇｈ”レベルとなるので
、リレーＲｙは励磁されず、その接点ＳＷはオフされて
いる。負荷Ｚの電圧が低い場合には、抵抗Ｒ１７，ＲＩ
ｌｌによる検出電圧が基準電圧Ｅ、よりも低くなり、コ
ンパレータＣＰ２の出力はｌ　Ｌ　ｏｗＩ＋レベルとな
るので、直流電源Ｅ４にてリレーＲＶが励磁され、その
接点ＳＷがオンされる。

第１１図（ａ）は負荷Ｚの電圧が高い場合の動作波形図
であり、コンデンサＣ０の放電電流Ｉｄは緩やかに上昇
するため、放電電流Ｉｄの面１２等分点は基点から遠ざ
かっている。このとき、リレーＲｙの接点ＳＷはオフさ
れており、インダクタンス素子Ｌ１にインダクタンス素
子Ｌ０が直列接続される。したがって、インダクタンス
素子り、、Ｌ。

へのエネルギー蓄積には長い時間を要し、トランジスタ
Ｑ１がオフされるタイミングが遅くなる。

このため、インダクタンス素子Ｌ　＋　、　Ｌ　ｏから
のエネルギー放出が開始されるタイミングが遅くなるの
で、コンデンサＣ６への充電電流Ｉｃの面Ｗｔ２等分点
は基点から遠ざかり、放電電流Ｉｄの面積２等分点と略
一致するものである。

第１１図（ｂ）は負荷２の電圧が低い場合の動作波形図
であり、コンデンサＣ８の放電電流Ｉｄは急激に上昇す
るため、放電電流Ｉｄの面積２等分点が基点の近くに来
る。このとき、リレーＲｙの接点ＳＷはオンされており
、インダクタンス素子Ｌ０が除去され、インダクタンス
素子Ｌ１のみが使用されることになる。したがって、イ
ンダクタンス素子Ｌ１へのエネルギー蓄積は速やかに終
了し、トランジスタＱ１が早いタイミングでオフされる
。

このため、インダクタンス素子Ｌ１からのエネルギー放
出が開始されるタイミングが早くなるので、コンデンサ
Ｃ８への充電電流１ｃの面積２等分点は基点に近付き、
放電電流Ｉｄの面積２等分点と略一致するものである。

したがって、本実施例にあっては、負荷Ｚが変動して放
電電流Ｉｄの波形が変化しても、充電電流Ｉｃと放電電
流Ｉｄの面積２等分点を略一致させることができ、リッ
プル電流Ｉｒの実効値を低減させることができるもので
ある。

［発明の効果］ 本発明は上述のように、同期運転される２つのスイッチ
ング電源手段の間に電解コンデンサを介在させた電源装
置において、電解コンデンサへの充電電流波形と電解コ
ンデンサからの放電電流波形の各々について、電流の最
小値から電流が増加し始める点を基点とし°ζ、１周期
の積分値の１／２の積分値に達する点が略一致するよう
に、電解コンデンサにダミー電流を流すダミー電流制御
手段を電解コンデンサに並列的に接続したので、簡単な
追加回路を設けるだけで、電解コンデンサに流れるリッ
プル電流を低減することができ、電源装置の信頼性改善
及び小形化が可能になるという効果がある。

また、第１のスイッチング電源手段の出力電流と、第２
のスイッチング電源手段の入力電流の各波形について上
記の関係が成立するように、少なくとも一方のスイッチ
ング電源手段の回路定数を設定すれば、電解コンデンサ
に流れるリップル電流を低減することができ、特に、電
源変動や負荷変動又はリップル電流を検出する手段を設
けて、その検出結果に応じて回路定数を設定するように
構成すれば、電解コンデンサに流れるリップル電流を常
に小さく抑えることができ、リップル許容値の小さい電
解コンデンサを使用できるので、より一層の小型化が可
能となり、電源装置の信頼性も高くなるという効果があ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図（ａ）　、　（ｂ）は本発明の基本構成を示すブ
ロック回路図、第２図は本発明の第１実施例の回路図、
第３図は同上の動作波形図、第４図は本発明の第２実施
例の回路図、第５図は同上の動作波形図、第６図は本発
明の第３実施例の回路図、第７図（ａ）、（ｂ）は同上
の動作波形図、第８図は本発明の第４実施例の回路図、
第９図（ａ）　、　（ｂ）は同上の動作波形図、第１０
図は本発明の第５実施例の回路図、第１１図（ａ）、（
ｂ）は同上の動作波形図、第１２図は第１の従来例の回
路図、第１３図及び第１４図（ａ）　、　（ｂ）は同上
の動作波形図、第１５図は同上の動作説明図、第１６図
は第２の従来例の回路図、第１７図及び第１８図（ａ）
、（ｂ）は同上の動作波形図、第１９図は同上の動作説
明図、第２０図は第３の従来例の回路図、第２１図及び
第２２図（ａ）。 （ｂ）は同上の動作波形図、第２３図は同上の動作説明
図である。 １は入力電源、２は第１のスイッチング電源手段、３は
第２のスイッチング電源手段、４は負荷、５は電解コン
デンサ、６はダミー電流制御手段、７８．９は状態検出
手段、２０．３０は定数設定手段である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）入力電源と、入力電源に接続された第１のスイッ
   チング電源手段と、第１のスイッチング電源手段の出力
   端に接続された電解コンデンサと、第１のスイッチング
   電源手段の出力端に接続された第２のスイッチング電源
   手段と、第２のスイッチング電源手段の出力端に接続さ
   れた負荷とを備え、両スイッチング電源手段は動作周波
   数が同一又は一方が他方の２倍であり相互干渉を防止す
   るように同期運転され、第１のスイッチング電源手段の
   出力電流波形と、第２のスイッチング電源手段の入力電
   流波形とは周期が等しく、極大値を１つのみ有する電源
   装置において、電解コンデンサへの充電電流波形と電解
   コンデンサからの放電電流波形の各々について、電流の
   最小値から電流が増加し始める点を基点として、１周期
   の積分値の１／２の積分値に達する点が略一致するよう
   に、電解コンデンサにダミー電流を流すダミー電流制御
   手段を電解コンデンサに並列的に接続したことを特徴と
   する電源装置。
2. （２）入力電源と、入力電源に接続された第１のスイッ
   チング電源手段と、第１のスイッチング電源手段の出力
   端に接続された電解コンデンサと、第１のスイッチング
   電源手段の出力端に接続された第２のスイッチング電源
   手段と、第２のスイッチング電源手段の出力端に接続さ
   れた負荷とを備え、両スイッチング電源手段は動作周波
   数が同一又は一方が他方の２倍であり相互干渉を防止す
   るように同期運転され、第１のスイッチング電源手段の
   出力電流波形と、第２のスイッチング電源手段の入力電
   流波形とは周期が等しく、極大値を１つのみ有する電源
   装置において、第１のスイッチング電源手段の出力電流
   波形と第２のスイッチング電源手段の入力電流波形の各
   々について、電流の最小値から電流が増加し始める点を
   基点として、１周期の積分値の１／２の積分値に達する
   点が略一致するように、少なくとも一方のスイッチング
   電源手段の回路定数を設定したことを特徴とする電源装
   置。