JPH06327257A

JPH06327257A - 電源装置

Info

Publication number: JPH06327257A
Application number: JP5106829A
Authority: JP
Inventors: Haruo Nagase; 春男永瀬
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1993-05-07
Filing date: 1993-05-07
Publication date: 1994-11-25

Abstract

(57)【要約】【目的】ノイズの発生を少なくして、負荷回路に一定電
流を供給する。【構成】インバータ回路１で直流電源Ｅの電圧を交流電
圧に変換して負荷回路２に供給する。負荷回路２に直列
にインバータ回路１から供給される矩形波出力を正弦波
出力に変換するコンデンサＣ₄とチョークコイルＬ₂と
からなる直列共振回路を接続する。電流検出トランスＣ
Ｔで負荷回路２に流れる電流を検出する。その検出出力
に応じてインバータ回路１の制御回路で負荷回路２に供
給される電流が一定となるようにインバータ回路１の動
作周波数を可変する。上記インバータ回路１の動作周波
数を直列共振回路の共振周波数の近傍に設定する。直列
共振回路と負荷回路２とを直列に接続することにより、
負荷回路２のインピーダンスの変化が直列共振回路の共
振にほとんど影響しないようにし、負荷回路２に供給さ
れる電流波形に歪みを生じることを防止し、ノイズの発
生を少なくする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、負荷に一定電流を供給
する電源装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】負荷回路に一定電流を供給する電源装置
としては図１９に示すものがある。この電源装置では、
交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢ₁で全波整流す
ると共に、その整流出力をコンデンサＣ₁で平滑して直
流電力に変換すると共に、この直流電力をインバータ回
路１で高周波電力に変換し、負荷回路２に供給する構成
としてある。

【０００３】インバータ回路１はいわゆるハーフブリッ
ジ構成のものであり、平滑コンデンサＣ₁の両端にトラ
ンジスタＱ₁，Ｑ₂を直列接続し、トランジスタＱ₂の
両端にコンデンサＣ₂を介してチョークコイルＬ₁とコ
ンデンサＣ₃からなる直列共振回路を接続し、そして上
記コンデンサＣ₃の両端にトランスＴ₁の１次巻線を接
続し、このトランスＴ₁の２次巻線に負荷回路２を接続
してある。

【０００４】このインバータ回路１では、制御回路３で
トランジスタＱ₁，Ｑ₂を交互にオン，オフし、コンデ
ンサＣ₃の両端に生じる高周波出力をトランスＴ₁を介
して負荷回路２に供給する。なお、トランジスタＱ₁，
Ｑ₂のスイッチング周波数は数十ｋＨｚとしてある。こ
こで、コンデンサＣ₂は、トランジスタＱ₁のオン時に
蓄積された電荷を、トランジスタＱ₂のオン時に電源と
して供給するように作用する。また、トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂の両端に夫々逆並列に接続されたダイオード
Ｄ₁，Ｄ₂は、トランジスタＱ₁，Ｑ₂のオフ時に直列
共振回路に蓄積されたエネルギを放出するためのもので
ある。

【０００５】上記電源装置では、負荷回路に流れる電流
を検出する電流検出トランスＣＴを設け、この電流検出
トランスＣＴの検出出力に応じて制御回路３でトランジ
スタＱ₁，Ｑ₂のスイッチング周波数を制御して、負荷
回路２に供給する電流を一定に保つようにしてある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】上記電源装置では、定
常時には、負荷回路２に図２０（ａ）に示す正弦波波形
の電流が供給される。しかし、負荷回路２は実質的にコ
ンデンサＣ₃に並列に接続されているため、負荷回路２
のインピーダンスが変化すると、負荷回路２のインピー
ダンスの変化が直列共振回路の共振に直接に影響し、電
流波形が図２０（ｂ）に示すように歪む。このため、負
荷回路２に供給される電流に基本波以外の高周波が含ま
れ、トランスＴ₁の２次巻線と負荷回路２とを接続する
配線からノイズが輻射され、外部の周辺機器に悪影響を
与えるという問題があった。

【０００７】このノイズ対策としては、波形を正弦波に
整形するフィルタをトランスＴ₁の２次側に設ける方法
がある。しかし、上記負荷回路２に供給される電流波形
の歪みは大きく、また負荷回路２に供給される電流を一
定にするためにインバータ回路１の動作周波数が大幅に
可変されるため、上述の方法ではフィルタが大型化し、
コストが高く付くという問題があった。

【０００８】本発明は上述の点に鑑みて為されたもので
あり、その目的とするところは、ノイズの発生を少なく
して、負荷回路に一定電流を供給することができる電源
装置を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、上
記目的を達成するために、直流電源と、直流電源の電圧
を交流電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回
路から電力の供給を受ける負荷回路と、この負荷回路に
直列に接続されインバータ回路から供給される矩形波出
力を正弦波出力に変換するコンデンサとインダクタンス
素子とからなる直列共振回路と、負荷回路に流れる電流
を検出する負荷電流検出部とを備え、負荷回路に流れる
負荷電流の変動に応じた負荷電流検出部の出力により負
荷回路に供給される電流が一定となるようにインバータ
回路の動作周波数を可変する第１の制御回路をインバー
タ回路に設け、上記インバータ回路の動作周波数を直列
共振回路の共振周波数の近傍に設定してある。

【００１０】請求項２の発明では、上記目的を達成する
ために、直流電源と、直流電源の電圧変換を行うコンバ
ータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変
換するインバータ回路と、インバータ回路から電力の供
給を受ける負荷回路と、この負荷回路に直列に接続され
インバータ回路から供給される矩形波出力を正弦波出力
に変換するコンデンサとインダクタンス素子とからなる
直列共振回路と、負荷回路に流れる電流を検出する負荷
電流検出部を備え、負荷回路に流れる負荷電流の変動に
応じた負荷電流検出部の出力により負荷回路に供給され
る電流が一定となるようにコンバータ回路の出力電圧を
可変する第２の制御回路をコンバータ回路に設け、上記
インバータ回路の動作周波数を直列共振回路の共振周波
数の近傍に設定してある。

【００１１】なお、請求項２の発明において、精度よく
応答の速い動作で、負荷回路に供給する電流を一定に制
御することを可能とするために、請求項３に示すよう
に、上記コンバータ回路のスイッチング素子のスイッチ
ング周波数を、インバータ回路のスイッチング素子のス
イッチング周波数よりも十分に高くしてもよい。請求項
４の発明では、上記目的を達成するために、直流電源
と、直流電源に直列接続された少なくとも一対のスイッ
チング素子を交互にオン，オフし直流電源の電圧を交流
電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路から
電力の供給を受ける負荷回路と、この負荷回路に直列に
接続されインバータ回路から供給される矩形波出力を正
弦波出力に変換するコンデンサとインダクタンス素子と
からなる直列共振回路と、負荷回路に流れる電流を検出
する負荷電流検出部とを備え、負荷回路に流れる負荷電
流の変動に応じた負荷電流検出部の出力により負荷回路
に供給される電流が一定となるように少なくとも一対の
スイッチング素子のスイッチング周期は一定でオン期間
を可変する第３の制御回路をインバータ回路に設け、上
記インバータ回路の動作周波数を直列共振回路の共振周
波数の近傍に設定してある。

【００１２】請求項５の発明では、上記目的を達成する
ために、直流電源と、直流電源の電圧変換を行うコンバ
ータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を交流電圧に変
換するインバータ回路と、インバータ回路から電力の供
給を受ける負荷回路と、負荷回路に流れる電流を検出す
る負荷電流検出部とを備え、負荷回路に流れる負荷電流
の変動に応じた負荷電流検出部の出力により負荷回路に
供給される電流が一定となるようにコンバータ回路の出
力電圧を可変する第２の制御回路をコンバータ回路に設
け、上記第２の制御回路がインバータ回路の出力を正弦
波とするようにコンバータ回路の出力電圧を可変してい
る。

【００１３】上記請求項５の発明の構成を簡素化するた
めに、請求項６に示すように、直流電源と、直流電源の
電圧を交流電圧に変換するフルブリッジ構成のインバー
タ回路と、インバータ回路の出力に接続されインバータ
回路から供給される矩形波出力を正弦波出力に変換する
コンデンサとインダクタンス素子とからなる直列共振回
路と、直列共振回路の共振電圧を受ける負荷回路と、負
荷回路に流れる電流を検出する負荷電流検出部とを備
え、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング
制御を行う第４の制御回路をインバータ回路に設け、上
記第４の制御回路で組でオン，オフされる少なくとも一
方のスイッチング素子を他方のスイッチング素子のオン
期間にオン，オフ制御し、直列共振回路を介する出力電
流波形が正弦波となるようにインバータ回路のスイッチ
ング素子を動作させるようにしてもよい。

【００１４】なお、請求項１乃至請求項６記載の電源装
置において、さらに歪みの少ない正弦波波形の出力を得
ることを可能とするために、請求項７に示すように、上
記インバータ回路あるいはコンバータ回路にインダクタ
ンス素子に蓄積された余剰のエネルギを直流電源側に回
生するエネルギ回生手段を設けることが好ましい。ま
た、請求項８に示すように、上記負荷回路は、直列共振
回路に流れる電流に応じて２次出力を発生するトロイダ
ルコイルと、このトロイダルコイルの２次出力に接続さ
れた負荷とで構成することができる。

【００１５】さらに、請求項９に示すように、上記負荷
回路を、直列共振回路と直列に接続され直列共振回路に
流れる定電流を定電圧出力として出力するコンバータ回
路と、このコンバータ回路から電力の供給を受ける負荷
とで構成することもできる。

【００１６】

【作用】請求項１の発明では、上述のように直列共振回
路と負荷回路とを直列に接続することにより、負荷回路
のインピーダンスの変化が直列共振回路の共振にほとん
ど影響しないようにし、負荷回路に供給される電流波形
に歪みを生じることを防止し、ノイズの発生を少なくす
る。

【００１７】請求項２の発明でも、請求項１の発明と同
様に、直列共振回路と負荷回路とを直列に接続すること
により、ノイズの発生を少なくする。また、コンバータ
回路の出力電圧を可変して、負荷回路に供給する電流を
一定とすることにより、インバータ回路の動作周波数を
可変するよりも、負荷回路に供給する電流を一定とする
制御範囲を広くすることを可能とする。

【００１８】請求項３の発明では、請求項２の発明にお
いて、上記コンバータ回路のスイッチング素子のスイッ
チング周波数を、インバータ回路のスイッチング素子の
スイッチング周波数よりも十分に高くすることにより、
精度よく応答の速い動作で、負荷回路に供給する電流を
一定に制御することを可能とする。請求項４の発明で
も、直列共振回路と負荷回路とを直列に接続することに
より、ノイズの発生を少なくする。また、スイッチング
周期は一定で少なくとも一対のスイッチング素子のオン
期間を可変することにより、コンバータ回路を用いるこ
となく、インバータ回路のみで請求項２の発明と同様
に、実質的にインバータ回路の電源電圧を可変して、負
荷回路に供給する電流を一定とすることを可能とする。

【００１９】請求項５の発明では、第２の制御回路がイ
ンバータ回路の出力を正弦波とするようにコンバータ回
路の出力電圧を可変することにより、直列共振回路自体
を無くし、負荷回路のインピーダンスの変化で直列共振
回路の共振に影響が及ぶことがないようにし、ノイズの
発生を少なくする。請求項６の発明では、フルブリッジ
構成のインバータ回路の組としてオン，オフされるスイ
ッチング素子の各組の一方のスイッチング素子を請求項
５のコンバータ回路と同様に動作させ、インバータ回路
の出力に接続された直列共振回路でインバータ回路の出
力を正弦波に変換することにより、コンバータ回路を用
いない簡単な構成で、負荷回路に正弦波波形の一定電流
を供給することを可能とする。

【００２０】

【実施例】（実施例１）図１に請求項１の発明の一実施
例の基本回路を示す。この電源装置では、図１に示すよ
うに、直流電源Ｅの出力を矩形波の交流電力に変換する
インバータ回路１を備え、このインバータ回路１の出力
をトランスＴ₁を介して負荷回路２に供給し、トランス
Ｔ₁の２次側に負荷回路２と直列にチョークコイルＬ₂
とコンデンサＣ₄からなる直列共振回路を接続してあ
る。そして、負荷回路２に流れる電流を電流検出トラン
スＣＴで検出し、この電流検出トランスＣＴの検出出力
に応じてインバータ回路１の制御回路がスイッチング素
子のスイッチング周波数を制御し、負荷回路２に供給さ
れる電流を一定に制御するようになっている。なお、イ
ンバータ回路１のスイッチング素子のスイッチング周波
数を直列共振回路の共振周波数よりも高めに設定し、い
わゆる遅相モードで動作させている。

【００２１】本実施例の一具体回路を図２に示す。図２
では、インバータ回路１として図１９で説明したと同様
の制御回路３でスイッチング素子であるトランジスタＱ
₁，Ｑ₂を交互にオン，オフするハーフブリッジ構成の
ものを用いてある。但し、図１９におけるチョークコイ
ルＬ₁とコンデンサＣ₃からなる直列共振回路を出力に
接続しておらず、トランスＴ₂の２次側にチョークコイ
ルＬ₂及びコンデンサＣ₄からなる直列共振回路を負荷
回路２と直列に接続してある点が異なる。

【００２２】本実施例では、負荷回路２に流れる電流を
電流検出トランスＣＴで検出し、負荷回路２に供給され
る電流が所定の電流値から変化した場合には、そのとき
の電流検出トランスＣＴの出力を受けて制御回路３がト
ランジスタＱ₁，Ｑ₂のスイッチング周波数を可変制御
し、負荷回路２に供給される電流を一定に保つ。例え
ば、負荷回路２に流れる電流が減少したときには、トラ
ンジスタＱ₁，Ｑ ₂のスイッチング周波数を低くして、
チョークコイルＬ₂及びコンデンサＣ₄からなる直列共
振回路の共振周波数に近づけ、インバータ回路１から負
荷回路２に供給する電力を増加させることにより、負荷
回路２に流れる電流を増加させる。逆に、負荷回路２に
流れる電流が増加したときには、トランジスタＱ₁，Ｑ
₂のスイッチング周波数を高くして、インバータ回路１
から負荷回路２に供給する電力を減少させ、負荷回路２
に流れる電流を減少させる。これにより、負荷回路２に
供給する電流を所定の電流値に保つ。

【００２３】ここで、チョークコイルＬ₂とコンデンサ
Ｃ₄との共振周波数は、数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚに設定
することが好ましく、インバータ回路１のトランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチング周波数は、上記直列共振回路
の共振周波数より若干高めに設定して動作させるように
してある。なお、コンデンサＣ₂の容量は、共振用のコ
ンデンサＣ₄よりも容量を大きく設定し、直列共振回路
の共振周波数に殆ど影響を与えないようにしてある。

【００２４】本実施例のように、負荷回路２と直列に直
列共振回路を接続することにより、負荷回路２のインピ
ーダンスが変化しても、直列共振回路の共振に与えられ
る影響が少なく、負荷回路２に流れる電流の波形歪みを
少なく（正弦波に保つことが）でき、ノイズの発生を少
なくすることができる。なお、負荷回路２が放電灯のよ
うな抵抗負荷である場合にその効果が大きい。

【００２５】また、本実施例の場合には、インバータ回
路１の動作周波数を可変して負荷回路２に供給される電
流を一定にするものであるが、インバータ回路１の動作
周波数はほぼ一定に維持されるため、フィルタを設ける
場合にも、そのフィルタが大型になることがなく、コス
トアップとなることもない。ところで、上述の場合には
負荷回路２側との絶縁を施すためにトランスＴ₁を用い
てあるが、このトランスＴ₁は必ずしも必要ではない。

【００２６】（実施例２）図３に請求項２の発明の一実
施例の基本回路を示す。本実施例の電源装置では、直流
電源Ｅの出力の電圧変換を行うコンバータ回路４を設
け、このコンバータ回路４の出力をインバータ回路１で
交流電力に変換し、トランスＴ₁を介して負荷回路２に
供給するものである。なお、本実施例の場合にも、負荷
回路２と直列にチョークコイルＬ₂とコンデンサＣ₄か
らなる直列共振回路を接続してある。

【００２７】本実施例の場合には、インバータ回路１の
スイッチング素子のスイッチング周波数は一定周波数に
固定し、電流検出トランスＣＴの検出出力に応じてコン
バータ回路４の出力電圧を可変して、負荷回路２に供給
される電流を一定に制御するものである。上記実施例１
の場合のようにインバータ回路１の動作周波数を制御す
る場合には電流制御範囲が限られる。例えば、スイッチ
ング素子のスイッチング周波数を直列共振回路の共振周
波数よりも高めに設定した場合、直列共振回路の共振周
波数とスイッチング周波数とが一致する状態で、負荷回
路２に供給される電流が最大になり、そのときの負荷回
路２に供給される電流は直流電源Ｅの電源電圧で決ま
り、それ以上に電流を増加させることはできない。

【００２８】しかし、本実施例の場合には、コンバータ
回路４の出力、つまりはインバータ回路１の電源電圧を
可変するので、例えば負荷回路２に供給される電流を増
加する場合には、電源電圧を高くすることにより、実施
例１の場合よりもさらに負荷回路２に供給する電流を増
加させることが可能である。また、逆に負荷回路２に供
給される電流を低減する場合にも、スイッチング周波数
を制御する場合よりも電流を低減することが容易に行え
る。但し、際限なくコンバータ回路４の出力電圧を可変
できるのでなく、インバータ回路１が正常に動作可能な
範囲内に限定されることは言うまでもない。

【００２９】図４は本実施例の具体回路であり、本実施
例の場合にはコンバータ回路４として昇圧チョッパ回路
を用いてある。昇圧チョッパ回路４は、チョークコイル
Ｌ₃とトランジスタＱ₅との直列回路を直流電源Ｅの両
端に接続し、トランジスタＱ ₅のオン時に、直流電源Ｅ
から供給される電力でチョークコイルＬ₃にエネルギを
蓄積し、トランジスタＱ₅のオフ時に、上記蓄積された
エネルギによりチョークコイルＬ₃の両端に発生する電
圧を直流電源Ｅの電圧に加えた電圧で、トランジスタＱ
₅に並列に接続されたダイオードＤ₅を介してコンデン
サＣ₅を充電し、コンデンサＣ₅の両端に直流電源Ｅの
電圧を昇圧した電圧を得るものである。

【００３０】なお、インバータ回路１以降の回路は実施
例１と同様の構成であるので説明は省略する。また、上
記インバータ回路１は実施例１の場合と同様に、インバ
ータ回路１のトランジスタＱ₁，Ｑ₂のスイッチング周
波数を上記直列共振回路の共振周波数より若干高めに設
定して遅相モードで動作させるようにしてある。この昇
圧チョッパ回路４は、トランジスタＱ₃のスイッチング
（例えば、オンデューティ）を制御回路５で制御し（い
わゆるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行い）、電流検出
トランスＣＴの検出出力に応じて出力電圧を可変して、
負荷回路２に一定電流を供給するように制御する。な
お、この制御回路５では、昇圧チョッパ回路４の出力電
圧を検出し、負荷回路２に流れる電流の変動分に応じた
所望の出力電圧となるように制御するようになってい
る。

【００３１】本実施例の場合にも、実施例１と同様に、
負荷回路２と直列に直列共振回路を接続することによ
り、負荷回路２のインピーダンスが変化しても、直列共
振回路の共振に与えられる影響が少なく、負荷回路２に
流れる電流の波形歪みを少なく（正弦波に保つことが）
でき、ノイズの発生を少なくすることができる。しか
も、本実施例の場合には、コンバータ回路４の出力電圧
を可変して、負荷回路２に供給する電流を一定としてい
るので、上述したようにインバータ回路１の動作周波数
を可変するよりも、負荷回路２に供給する電流を一定に
する制御範囲を広くすることができるという利点もあ
る。

【００３２】（実施例３）図５に請求項４の発明の一実
施例を示す。本実施例は、電流検出トランスＣＴをトラ
ンスＴ₁の１次側に設けてあるが、実質的な構成は実施
例１と同様のものである。但し、本実施例と実施例１と
ではその回路の動作は全く異なる。本実施例の場合に
は、インバータ回路１のトランジスタＱ₁，Ｑ₂のスイ
ッチング周波数は一定で、トランジスタＱ₁，Ｑ₂のオ
ン期間をアンバランスとすることにより、負荷回路２に
供給する出力の電圧値を可変して負荷回路１に供給され
る電流を一定に制御するようにしてある。

【００３３】ここで、トランジスタＱ₁，Ｑ₂のスイッ
チング周波数は一定でオン期間をアンバランスとするこ
とにより、負荷回路２に供給する出力電圧を可変するこ
とができる理由について説明する。図６（ｂ）に示すよ
うにトランジスタＱ₁，Ｑ₂のオン期間をアンバランス
にする（例えば、トランジスタＱ₁のオン期間をトラン
ジスタＱ₂のオン期間よりも長くする）と、トランジス
タＱ₁のオン時にコンデンサＣ₂に蓄積された電荷を、
トランジスタＱ₂のオン時に十分に放出することなく、
インバータ回路１が動作する。このため、インバータ回
路１はコンデンサＣ₂に充電電荷のうちで、トランジス
タＱ₂のオン時に放出されない電荷（以下、この電荷を
残留電荷と呼ぶ）に相当するエネルギを用いることなく
動作することになる。これは、直流電源Ｅの電圧からコ
ンデンサＣ₂の残留電荷による直流電圧を差し引いた電
圧を電源として、インバータ回路１が動作することにな
るので、結果的には直流電源Ｅの電源電圧を可変したと
同様にして、負荷回路２の電流を一定に制御することが
できる。

【００３４】ところで、上述の場合には、トランジスタ
Ｑ₁のオン期間をトランジスタＱ₂のオン期間よりも長
くした場合について説明したが、逆にトランジスタＱ₁
のオン期間をトランジスタＱ₂のオン期間よりも短く
し、コンデンサＣ₂に充電される充電電荷自体を少なく
しても、上述の場合と同様に動作させることができる。
本実施例では、図６（ａ）に示すように、トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のオン期間が等しい場合に、インバータ回路
１から供給可能な出力電圧は最も大きくなる。ここで、
この図６（ａ）と同図（ｂ）とでは、トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₂のスイッチング周期Ｔが同じ、つまりはスイ
ッチング周波数が同じになっている。すなわち、インバ
ータ回路１自体の動作周波数はほぼ一定である。なお、
インバータ回路１のトランジスタＱ₁，Ｑ₂のスイッチ
ング周波数を上記直列共振回路の共振周波数より若干高
めに設定して遅相モードで動作させている。

【００３５】本実施例のようにすれば、コンバータ回路
４を用いることなく、実施例２と同様に負荷回路２に供
給される電流を一定にすることができ、回路構成を簡素
化することができる。（実施例４）図７に請求項４の発明の別の実施例を示
す。本実施例では、インバータ回路１としてフルブリッ
ジ構成のものを用いたものである。このインバータ回路
１は、直流電源Ｅの両端にトランジスタＱ₁，Ｑ₂及び
トランジスタＱ₃，Ｑ₄を夫々直列接続し、トランジス
タＱ₁，Ｑ₂の接続点とトランジスタＱ₃，Ｑ₄の接続
点との間に、トランスＴ₁の１次巻線を介してチョーク
コイルＬ₂とコンデンサＣ₄からなる直列共振回路を接
続し、トランスＴ₁の２次出力を負荷回路２に供給する
ようにしてある。なお、トランジスタＱ₁〜Ｑ₄のオフ
時に直列共振回路に蓄積されたエネルギを放出するダイ
オードＤ₁〜Ｄ₄をトランジスタＱ₁〜Ｑ ₄に夫々逆並
列に接続してある。

【００３６】この種のインバータ回路１の基本動作を図
８（ａ）を用いて簡単に説明する。このインバータ回路
１では、図７中の対角位置に位置するトランジスタ
Ｑ₁，Ｑ ₄及びトランジスタＱ₂，Ｑ₃を組とし、各組
をなすトランジスタＱ₁，Ｑ₄及びトランジスタＱ₂，
Ｑ₃を交互にオン，オフし、トランジスタＱ₁，Ｑ₄の
組がオンのときと、トランジスタＱ₂，Ｑ₃の組がオン
のときとで、互いに逆方向の電流をトランスＴ₁の１次
巻線を介して直列共振回路に流すように動作する。

【００３７】そして、本実施例では負荷回路２に流れる
電流を電流検出トランスＣＴで検出し、その検出出力に
応じて制御回路３がトランジスタＱ₁〜Ｑ₄のスイッチ
ングを制御して、負荷回路２に供給される電流を一定に
保つ。このように負荷回路２に供給する電流を一定に保
つ方法として、本実施例では図８（ｂ）に示すように、
直列接続されたトランジスタＱ₁，Ｑ₂のスイッチング
位相に対して、トランジスタＱ₃，Ｑ₄のスイッチング
位相をずらすようにしてある。このようにすれば、直列
共振回路にはトランジスタＱ₁，Ｑ₄あるいはトランジ
スタＱ₂，Ｑ₃が共にオンである期間だけ電力が供給さ
れる。従って、トランジスタＱ₁，Ｑ₄あるいはトラン
ジスタＱ₂，Ｑ₃が共にオンである期間を調整すること
で、負荷回路２のインピーダンスの変化に応じた変化分
を打ち消して、負荷回路２に流れる電流を一定とするこ
とができる。

【００３８】なお、トランジスタＱ₃，Ｑ₄側のスイッ
チング位相はトランジスタＱ₁，Ｑ ₂側のスイッチング
位相より遅らせても、逆に進ませても同様の効果が得ら
れ、また同図（ａ）に示すようにスイッチング位相が完
全に一致する状態で最も負荷回路２に供給可能な電流は
大きくなる。本実施例の場合にも、図８（ａ），（ｂ）
中のスイッチング周期Ｔを一定とし、インバータ回路１
の動作周波数をほぼ一定にしてある。なお、インバータ
回路１の動作周波数は上記直列共振回路の共振周波数よ
り若干高めに設定してある。つまりは、本実施例の場合
にも、実質的には実施例３と同様に、スイッチング素子
のオン期間を可変して負荷回路２に供給される電流を一
定に保つことになる。しかも、直列共振回路が負荷回路
２に実質的に直列に接続されているので、上述した実施
例と同様にして、ノイズの発生を少なくすることができ
る。

【００３９】（実施例５）図９に請求項５の発明の一実
施例を示す。本実施例の電源装置は、直流電源Ｅと、こ
の直流電源Ｅの電圧変換を行うコンバータ回路４と、コ
ンバータ回路４の出力を交流出力に変換するインバータ
回路１とを備え、インバータ回路１の出力をトランスＴ
₁を介して負荷回路２に供給する構成としてある。な
お、本実施例の場合には、インダクタンス素子とコンデ
ンサからなる直列共振回路を備えておらず、且つコンバ
ータ回路４の動作、特に直流電源Ｅの電圧をチョッピン
グするチョッピング部４ａの動作に特徴がある。つまり
は、コンバータ回路４では、チョッピング部４ａのスイ
ッチング素子のオンデューティを制御するいわゆるパル
ス幅変調（ＰＷＭ）制御を行い、コンバータ回路４の出
力電圧をインバータ回路１の出力が正弦波となるように
可変させて、インバータ回路１から正弦波出力を得る点
に特徴がある。

【００４０】なお、本実施例の場合にも、負荷回路２に
流れる負荷電流を電流検出トランスＣＴで検出し、その
検出出力によりコンバータ回路４の出力電圧を可変し、
つまりはインバータ回路１の電源電圧を可変し、負荷回
路２に供給される電流を一定に保つように動作する。但
し、この点の説明は先の実施例と同様に行うので、詳細
な説明は省略する。

【００４１】図１０に本実施例の一具体回路を示す。本
実施例の場合には、コンバータ回路４として降圧チョッ
パ回路を用いてある。降圧チョッパ回路４は、直流電源
ＥにトランジスタＱ₅、ダイオードＤ₅を直列に接続
し、ダイオードＤ₅に並列にチョークコイルＬ₃を介し
てコンデンサＣ₅を接続してある。なお、ダイオードＤ
₅は、トランジスタＱ₅のオン時に、直流電源Ｅを介し
て電流が流れない方向で接続してある。本実施例の場合
には、トランジスタＱ₅とダイオードＤ₅からなる部分
がチョッピング部４ａとなる。

【００４２】この降圧チョッパ回路４では、トランジス
タＱ₅のオン時に、チョークコイルＬ₃を介してコンデ
ンサＣ₅を充電し、トランジスタＱ₅のオフ時に、チョ
ークコイルＬ₃に蓄積されたエネルギを、チョークコイ
ルＬ₃、コンデンサＣ₅及びダイオードＤ₅のループで
放出することにより、コンデンサＣ₅の両端にトランジ
スタＱ₅のオン期間に応じた降圧電圧を得るものであ
る。上記トランジスタＱ ₅は制御回路５によりオン，オ
フ制御（ＰＷＭ制御）される。

【００４３】インバータ回路１としてはフルブリッジ構
成のものを用いてあり、このインバータ回路１の場合に
はトランジスタＱ₁，Ｑ₂の接続点とトランジスタ
Ｑ₃，Ｑ ₄の接続点との間にトランスＴ₁の１次巻線の
みを接続し、２次出力を負荷回路２に供給する構成とし
てある。トランジスタＱ₁〜Ｑ₄のオン，オフ制御は制
御回路３で行う。

【００４４】本実施例の場合には、制御回路３はインバ
ータ回路１の動作周波数ｆ₀を基本として動作し、制御
回路５は降圧チョッパ回路４の出力電圧が正弦波で変化
するようにトランジスタＱ₅のオン期間を可変する。例
えば、インバータ回路１のトランジスタＱ₁，Ｑ₄がオ
ンのとき、トランジスタＱ₁，Ｑ₄に流れる電流が正弦
波の正の半サイクルに相当する変化を示すように、図９
中のチョッピング部４ａの出力に示すようにトランジス
タＱ₅のオン期間を可変する。つまりは、トランジスタ
Ｑ₁，Ｑ₄に瞬時値の大きな電流を流す期間にはトラン
ジスタＱ₅のオン期間を長くし、瞬時値の小さい電流を
流す期間にはオン期間を短くする。この動作をトランジ
スタＱ₁，Ｑ₄あるいはトランジスタＱ₂，Ｑ₃がオン
となる期間毎、つまりは正弦波の半サイクル毎に繰り返
す。このようにすれば、そのチョッピング出力に応じて
降圧チョッパ回路４の出力電圧が正弦波的に変化し、イ
ンバータ回路１の出力として図９のインバータ回路１の
出力に示す正弦波出力が得られる。

【００４５】図１１は別の具体回路を示すもので、降圧
チョッパ回路４のチョッピング部４ａを、直流電源Ｅの
正極とチョークコイルＬ₃との間に挿入されたトランジ
スタＱ₅と、トランジスタＱ₅を介して直流電源Ｅの両
端に接続されたダイオードＤ ₅と、直流電源Ｅの負極と
コンデンサＣ₅との間に挿入されたトランジスタＱ
₆と、トランジスタＱ₆を介して直流電源Ｅの両端に接
続されたダイオードＤ₆とで構成してある点に特徴があ
る。なお、ダイオードＤ₅はトランジスタＱ₅のオン時
に電流が流れない方向に接続され、且つダイオードＤ₆
もトランジスタＱ₆のオン時に電流が流れない方向に接
続されている。

【００４６】この降圧チョッパ回路４では、トランジス
タＱ₃，Ｑ₄は同時にオン，オフされ、基本的には、図
１０の降圧チョッパ回路１と同様に動作する。この降圧
チョッパ回路４の特徴とするところは、負荷回路２の抵
抗成分が極めて小さいときには、チョークコイルＬ₃に
蓄積されるエネルギが大きくなり、これにより余剰のエ
ネルギがチョークコイルＬ₃に蓄積され、インバータ回
路１に供給される出力電圧が高くなる点を改善できるこ
とにある。

【００４７】つまりは、上記余剰のエネルギを、トラン
ジスタＱ₅，Ｑ₆のオフ時に、チョークコイルＬ₃、コ
ンデンサＣ₅、ダイオードＤ₆、直流電源Ｅ、ダイオー
ドＤ ₅のループで、直流電源Ｅに戻すことにより、負荷
回路２に供給される電流波形の歪みを少なくする。この
具体回路は、特に負荷回路２のインピーダンスの変動が
大きいものに良好な特性を示す。

【００４８】図１２にさらに別の具体回路を示す。上記
具体回路におけるコンバータ回路４のチョッピング部４
に相当する構成部（以下、チョッピング部４’と呼ぶ）
を、プッシュプル構成のインバータ回路と、その出力を
全波整流するダイオードブリッジＤＢ₂とで構成したも
のである。上記チョッピング部４ａ’のプッシュプル構
成のインバータ回路は、制御部（図１２ではインバータ
回路１の制御回路３と一体にしてある）６でトランジス
タＱ₇，Ｑ₈が交互にオン，オフされ、トランスＴ₂の
２次出力に交流電力を発生し、その交流電力をダイオー
ドブリッジＤＢ₂で全波整流することにより、チョッピ
ング出力と同様の脈流出力を得る。

【００４９】このチョッピング部４ａ’では、インバー
タ回路の動作周波数をインバータ回路１の動作周波数よ
りも高くし、インバータ回路１から出力する正弦波の半
サイクルの間に、インバータ回路の動作周波数を可変し
て、図９に示すチョッピング出力と同様の脈流出力を得
る。このようにすれば、コンバータ回路４’の出力電圧
としては、他の具体回路と同様に、正弦波的に出力電圧
を変化させることができる。なお、本具体回路の構成で
あれば、直流電源Ｅの電圧に応じてトランスＴ ₂の巻数
比を設定して、直流電源Ｅの電源電圧に影響されること
なく、自由に出力電圧を設定することができる利点もあ
る。

【００５０】（実施例６）図１３に請求項６の発明の一
実施例を示す。本実施例では、コンバータ回路４を用い
ずに、フルブリッジ構成のインバータ回路１にコンバー
タ回路４のチョッピング部４ａの機能を持たせたもので
ある。そして、インバータ回路１のトランジスタＱ₁，
Ｑ₂の接続点とトランジスタＱ₃，Ｑ₄の接続点との間
にチョークコイルＬ₂とコンデンサＣ₅とからなる直列
共振回路を接続し、コンデンサＣ₅の両端に発生する電
圧をトランスＴ₂を介して負荷回路２に供給するように
してある。

【００５１】本実施例のインバータ回路１は、図１４
（ｃ），（ｄ）に示すようにトランジスタＱ₁，Ｑ₃を
高い周波数で動作させ、このトランジスタＱ₁，Ｑ₃を
図１０における降圧チョッパ回路４におけるトランジス
タＱ₅と同様にＰＷＭ制御する。ここで、直列共振回路
が存在しない場合には、インバータ回路１の出力は図１
４（ｃ），（ｄ）に示す波形となる。しかし、本実施例
の場合に、出力に直列共振回路を接続してあるので、こ
の直列共振回路により出力電流波形は正弦波となる。な
お、トランジスタＱ₂，Ｑ₄は同図（ａ），（ｂ）に示
すように上述したフルブリッジ構成のインバータ回路１
と同様にオン，オフさせる。但し、トランジスタＱ₁，
Ｑ₃と同期してオン，オフさせるようにしてもよい。

【００５２】このように構成すれば、インバータ回路１
と直列共振回路とを、実施例５におけるインバータ回路
１とコンバータ回路４と同様に機能させることができ、
フルブリッジ構成のインバータ回路１の出力に直列共振
回路を設けるだけの簡単な構成で、負荷回路２に正弦波
の電流を供給することができる。また、上記インバータ
回路１の場合には、トランジスタＱ₁〜Ｑ₄に逆並列に
接続されたダイオードＤ₁〜Ｄ₄により、負荷回路２の
抵抗成分が極めて小さい場合におけるチョークコイルＬ
₂の余分なエネルギを直流電源Ｅに回生することがで
き、正弦波の歪みを少なくして良好な特性を得ることが
できる。

【００５３】（実施例７）図１５に請求項３の発明の一
実施例を示す。本実施例の電源装置は、図９に示す実施
例５の基本回路との構成的な比較では、トランスＴ₁の
２次出力に負荷回路２と直列にチョークコイルＬ₂及び
コンデンサＣ₄からなる直列共振回路を設けてある点が
異なる。そして、動作的には、コンバータ回路４ではイ
ンバータ回路１の出力電圧が正弦波となるように出力電
圧を制御するのではなく、コンバータ回路４のスイッチ
ング素子は一定のスイッチング周波数でオン，オフす
る。但し、負荷電流が変化した場合には、オンデューテ
ィを可変して出力電圧を制御し、負荷回路２に流れる電
流を一定に保つように動作することは言うでもない。

【００５４】ここで、コンバータ回路４の出力の周波数
ｆｃは、インバータ回路１の動作周波数ｆｉと比べて、
数倍〜数十倍程度の値としてある。例えば、インバータ
回路１の動作周波数ｆｉを２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚに
設定する場合には、コンバータ回路４の出力の周波数ｆ
ｃを８０ｋＨｚ〜数百ｋＨｚに設定すればよい。インバ
ータ回路１は、負荷回路２に流す負荷電流の周波数で動
作し、同図中に示す矩形波出力を発生する。インバータ
回路１の動作周波数は、チョークコイルＬ₂とコンデン
サＣ₄とからなる直列共振回路の共振周波数の近傍に設
定し、トランスＴ₁を介して供給されるインバータ回路
１の出力を正弦波に波形整形する。

【００５５】本実施例の場合には、トランスＴ₁の２次
出力にチョークコイルＬ₂及びコンデンサＣ₄を必要と
するが、その分コンバータ回路４は負荷電流に応じてＰ
ＷＭ制御を行えばよいので、コンバータ回路４のＰＷＭ
制御を簡単に行える。但し、ＰＷＭ制御でなく、負荷回
路２の電流に変化に応じて周波数制御により出力電圧を
可変することも可能である。本実施例の場合には、コン
バータ回路４での制御方法における自由度が高く、設定
が容易になり、精度よく応答の速い動作を行わせること
が可能となる。

【００５６】本実施例の具体回路を図１６に示す。本具
体回路では、インバータ回路１の出力に負荷回路２と直
列にチョークコイルＬ₂及びコンデンサＣ₄を接続して
ある点が図１１と異なり、動作的にはコンバータ回路４
の動作周波数が高い点を除いて実施例２の動作と同じで
あるので、詳細な説明は省略する。（実施例８）図１７は請求項８に対応する負荷回路２を
具体的に示した実施例であり、負荷回路２をトランスＴ
₁の２次出力にチョークコイルＬ₂及びコンデンサＣ₄
を介して流れる電流に応じて２次出力を発生するトロイ
ダルコイルＴＣと、このトロイダルコイルＴＣの２次出
力で点灯される放電灯Ｌａとで構成してある。上記トラ
ンスＴ₁の２次電流が流れる配線を、トロイダルコイル
ＴＣのコア内に通し、コアに巻装されたコイルから放電
灯Ｌａを点灯する出力を発生する。

【００５７】このような構成とすれば、トランスＴ₁の
２次電流が流れる配線に複数のトロイダルコイルＴＣを
取り付けて、複数の放電灯Ｌａを点灯させることができ
る。（実施例８）図１８は請求項９に対応する負荷回路２を
備える実施例であり、負荷回路２を、トランスＴ₁の２
次電流が流れる配線に負荷回路２を極性なく接続可能と
したダイオードブリッジＤＢ₃と、電流入力を電圧出力
に変換するコンバータ回路としての昇圧チョッパ回路８
と、その昇圧出力で負荷２ａを駆動する負荷駆動部７と
で構成してある。上記昇圧チョッパ回路は、チョークコ
イルＬ_S、トランジスタＱ_S、ダイオードＤ_S及びコン
デンサＣ_S1，Ｃ_S2で構成してある。ここで、負荷駆動部
７としてはインバータ回路などを用いることができる。

【００５８】

【発明の効果】請求項１の発明は上述のように、直流電
源と、直流電源の電圧を交流電圧に変換するインバータ
回路と、インバータ回路から電力の供給を受ける負荷回
路と、この負荷回路に直列に接続されインバータ回路か
ら供給される矩形波出力を正弦波出力に変換するコンデ
ンサとインダクタンス素子とからなる直列共振回路と、
負荷回路に流れる電流を検出する負荷電流検出部とを備
え、負荷回路に流れる負荷電流の変動に応じた負荷電流
検出部の出力により負荷回路に供給される電流が一定と
なるようにインバータ回路の動作周波数を可変する第１
の制御回路をインバータ回路に設け、上記インバータ回
路の動作周波数を直列共振回路の共振周波数の近傍に設
定したものであり、直列共振回路と負荷回路とを直列に
接続してあるので、負荷回路のインピーダンスの変化が
直列共振回路の共振にほとんど影響せず、負荷回路に供
給される電流波形に歪みを生じることを防止でき、ノイ
ズの発生を少なくして、一定電流を負荷回路に供給する
ことができる。

【００５９】請求項２の発明は、直流電源と、直流電源
の電圧変換を行うコンバータ回路と、コンバータ回路の
出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、イン
バータ回路から電力の供給を受ける負荷回路と、この負
荷回路に直列に接続されインバータ回路から供給される
矩形波出力を正弦波出力に変換するコンデンサとインダ
クタンス素子とからなる直列共振回路と、負荷回路に流
れる電流を検出する負荷電流検出部を備え、負荷回路に
流れる負荷電流の変動に応じた負荷電流検出部の出力に
より負荷回路に供給される電流が一定となるようにコン
バータ回路の出力電圧を可変する第２の制御回路をコン
バータ回路に設け、上記インバータ回路の動作周波数を
直列共振回路の共振周波数の近傍に設定したものであ
り、請求項１の発明と同様に、直列共振回路と負荷回路
とを直列に接続してあるので、ノイズの発生を少なくし
て、一定電流を負荷回路に供給することができる。ま
た、コンバータ回路の出力電圧を可変して、負荷回路に
供給する電流を一定としてあるので、インバータ回路の
動作周波数を可変するよりも、負荷回路に供給する電流
を一定とする制御範囲を広くすることができる。

【００６０】請求項３の発明では、請求項２の発明にお
いて、上記コンバータ回路のスイッチング素子のスイッ
チング周波数を、インバータ回路のスイッチング素子の
スイッチング周波数よりも十分に高くしてあるので、精
度よく応答の速い動作で、負荷回路に供給する電流を一
定に制御することができる。請求項４の発明は、直流電
源と、直流電源に直列接続された少なくとも一対のスイ
ッチング素子を交互にオン，オフし直流電源の電圧を交
流電圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路か
ら電力の供給を受ける負荷回路と、この負荷回路に直列
に接続されインバータ回路から供給される矩形波出力を
正弦波出力に変換するコンデンサとインダクタンス素子
とからなる直列共振回路と、負荷回路に流れる電流を検
出する負荷電流検出部とを備え、負荷回路に流れる負荷
電流の変動に応じた負荷電流検出部の出力により負荷回
路に供給される電流が一定となるように少なくとも一対
のスイッチング素子のスイッチング周期は一定でオン期
間を可変する第３の制御回路をインバータ回路に設け、
上記インバータ回路の動作周波数を直列共振回路の共振
周波数の近傍に設定したものであり、直列共振回路と負
荷回路とを直列に接続してあるので、ノイズの発生を少
なくすることができる。また、スイッチング周期は一定
で少なくとも一対のスイッチング素子のオン期間を可変
しているので、コンバータ回路を用いることなく、イン
バータ回路のみで請求項２の発明と同様に、実質的にイ
ンバータ回路の電源電圧を可変して、負荷回路に供給す
る電流を一定とすることができる。すなわち、簡単な構
成で、ノイズの発生を少なくして、一定電流を負荷回路
に供給することができ、しかもインバータ回路の動作周
波数を可変するよりも、負荷回路に供給する電流を一定
とする制御範囲を広くすることができるという効果が得
られる。

【００６１】請求項５の発明は、直流電源と、直流電源
の電圧変換を行うコンバータ回路と、コンバータ回路の
出力電圧を交流電圧に変換するインバータ回路と、イン
バータ回路から電力の供給を受ける負荷回路と、負荷回
路に流れる電流を検出する負荷電流検出部とを備え、負
荷回路に流れる負荷電流の変動に応じた負荷電流検出部
の出力により負荷回路に供給される電流が一定となるよ
うにコンバータ回路の出力電圧を可変する第２の制御回
路をコンバータ回路に設け、上記第２の制御回路がイン
バータ回路の出力を正弦波とするようにコンバータ回路
の出力電圧を可変したものであり、第２の制御回路がイ
ンバータ回路の出力を正弦波とするようにコンバータ回
路の出力電圧を可変しているので、直列共振回路自体を
無くし、負荷回路のインピーダンスの変化で直列共振回
路の共振に影響が及ぶことがなく、ノイズの発生を少な
くして、一定電流を負荷回路に供給することができる。

【００６２】請求項６の発明は、直流電源と、直流電源
の電圧を交流電圧に変換するフルブリッジ構成のインバ
ータ回路と、インバータ回路の出力に接続されインバー
タ回路から供給される矩形波出力を正弦波出力に変換す
るコンデンサとインダクタンス素子とからなる直列共振
回路と、直列共振回路の共振電圧を受ける負荷回路と、
負荷回路に流れる電流を検出する負荷電流検出部とを備
え、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング
制御を行う第４の制御回路をインバータ回路に設け、上
記第４の制御回路で組でオン，オフされる少なくとも一
方のスイッチング素子を他方のスイッチング素子のオン
期間にオン，オフ制御し、直列共振回路を介する出力電
流波形が正弦波となるようにインバータ回路のスイッチ
ング素子を動作させたものであり、フルブリッジ構成の
インバータ回路の組としてオン，オフされるスイッチン
グ素子の各組の一方のスイッチング素子を請求項５のコ
ンバータ回路と同様に動作させ、インバータ回路の出力
に接続された直列共振回路でインバータ回路の出力を正
弦波に変換しているので、コンバータ回路を用いない簡
単な構成で、負荷回路に正弦波波形の一定電流を供給す
ることができる。

【００６３】請求項７の発明では、請求項１乃至請求項
６記載の電源装置において、上記インバータ回路あるい
はコンバータ回路にインダクタンス素子に蓄積された余
剰のエネルギを直流電源側に回生するエネルギ回生手段
を設けているので、負荷回路の抵抗成分が極めて小さく
なったときに、インダクタンス素子に蓄積される余剰の
エネルギを直流電源に回生することができ、余剰エネル
ギによる負荷回路に供給される電流の歪みを防止するこ
とができ、歪みの少ない正弦波波形の出力を得ることが
できる。

【００６４】請求項８の発明は、上記負荷回路を、直列
共振回路に流れる電流に応じて２次出力を発生するトロ
イダルコイルと、このトロイダルコイルの２次出力に接
続された負荷とで構成してあるので、トロイダルコイル
のコア内に直列共振回路の電流が流れる経路の配線を通
し、複数の負荷を接続することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】請求項１の発明の一実施例を示す基本回路図で
ある。

【図２】同上の具体回路図である。

【図３】請求項２の発明の一実施例を示す基本回路図で
ある。

【図４】同上の具体回路図である。

【図５】請求項４の発明の一実施例を示す回路図であ
る。

【図６】同上の動作説明図である。

【図７】請求項４の発明の他の実施例を示す回路図であ
る。

【図８】同上の動作説明図である。

【図９】請求項５の発明の一実施例を示す基本回路図で
ある。

【図１０】同上の具体回路図である。

【図１１】別の具体回路図である。

【図１２】さらに別の具体回路図である。

【図１３】請求項６の発明の一実施例を示す回路図であ
る。

【図１４】同上の動作説明図である。

【図１５】請求項３の発明の一実施例を示す基本回路図
である。

【図１６】同上の具体回路図である。

【図１７】請求項８の発明における負荷回路の具体回路
図である。

【図１８】請求項９の発明における負荷回路の具体回路
図である。

【図１９】従来例の回路図である。

【図２０】同上の動作説明図である。

【符号の説明】

１インバータ回路２負荷回路２ａ放電灯３，５制御回路４コンバータ回路８昇圧チョッパ回路Ｅ直流電源Ｑ₁〜Ｑ₄ トランジスタＬ₂ チョークコイルＣ₄ コンデンサＣＴ電流検出トランスＴＣトロイダルコイル

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】直流電源と、直流電源の電圧を交流電圧
に変換するインバータ回路と、インバータ回路から電力
の供給を受ける負荷回路と、この負荷回路に直列に接続
されインバータ回路から供給される矩形波出力を正弦波
出力に変換するコンデンサとインダクタンス素子とから
なる直列共振回路と、負荷回路に流れる電流を検出する
負荷電流検出部とを備え、負荷回路に流れる負荷電流の
変動に応じた負荷電流検出部の出力により負荷回路に供
給される電流が一定となるようにインバータ回路の動作
周波数を可変する第１の制御回路をインバータ回路に設
け、上記インバータ回路の動作周波数を直列共振回路の
共振周波数の近傍に設定して成ることを特徴とする電源
装置。
【請求項２】直流電源と、直流電源の電圧変換を行う
コンバータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を交流電
圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路から電
力の供給を受ける負荷回路と、この負荷回路に直列に接
続されインバータ回路から供給される矩形波出力を正弦
波出力に変換するコンデンサとインダクタンス素子とか
らなる直列共振回路と、負荷回路に流れる電流を検出す
る負荷電流検出部とを備え、負荷回路に流れる負荷電流
の変動に応じた負荷電流検出部の出力により負荷回路に
供給される電流が一定となるようにコンバータ回路の出
力電圧を可変する第２の制御回路をコンバータ回路に設
け、上記インバータ回路の動作周波数を直列共振回路の
共振周波数の近傍に設定して成ることを特徴とする電源
装置。
【請求項３】上記コンバータ回路のスイッチング素子
のスイッチング周波数を、インバータ回路のスイッチン
グ素子のスイッチング周波数よりも十分に高くして成る
ことを特徴とする請求項２記載の電源装置。
【請求項４】直流電源と、直流電源に直列接続された
少なくとも一対のスイッチング素子を交互にオン，オフ
し直流電源の電圧を交流電圧に変換するインバータ回路
と、インバータ回路から電力の供給を受ける負荷回路
と、この負荷回路に直列に接続されインバータ回路から
供給される矩形波出力を正弦波出力に変換するコンデン
サとインダクタンス素子とからなる直列共振回路と、負
荷回路に流れる電流を検出する負荷電流検出部とを備
え、負荷回路に流れる負荷電流の変動に応じた負荷電流
検出部の出力により負荷回路に供給される電流が一定と
なるように少なくとも一対のスイッチング素子のスイッ
チング周期は一定でオン期間を可変する第３の制御回路
をインバータ回路に設け、上記インバータ回路の動作周
波数を直列共振回路の共振周波数の近傍に設定して成る
ことを特徴とする電源装置。
【請求項５】直流電源と、直流電源の電圧変換を行う
コンバータ回路と、コンバータ回路の出力電圧を交流電
圧に変換するインバータ回路と、インバータ回路から電
力の供給を受ける負荷回路と、負荷回路に流れる電流を
検出する負荷電流検出部とを備え、負荷回路に流れる負
荷電流の変動に応じた負荷電流検出部の出力により負荷
回路に供給される電流が一定となるようにコンバータ回
路の出力電圧を可変する第２の制御回路をコンバータ回
路に設け、上記第２の制御回路がインバータ回路の出力
を正弦波とするようにコンバータ回路の出力電圧を可変
して成ることを特徴とする電源装置。
【請求項６】直流電源と、直流電源の電圧を交流電圧
に変換するフルブリッジ構成のインバータ回路と、イン
バータ回路の出力に接続されインバータ回路から供給さ
れる矩形波出力を正弦波出力に変換するコンデンサとイ
ンダクタンス素子とからなる直列共振回路と、直列共振
回路の共振電圧を受ける負荷回路と、負荷回路に流れる
電流を検出する負荷電流検出部とを備え、インバータ回
路のスイッチング素子のスイッチング制御を行う第４の
制御回路をインバータ回路に設け、上記第４の制御回路
で組でオン，オフされる少なくとも一方のスイッチング
素子を他方のスイッチング素子のオン期間にオン，オフ
制御し、直列共振回路を介する出力電流波形が正弦波と
なるようにインバータ回路のスイッチング素子を動作さ
せて成ることを特徴とする電源装置。
【請求項７】上記インバータ回路あるいはコンバータ
回路にインダクタンス素子に蓄積された余剰のエネルギ
を直流電源側に回生するエネルギ回生手段を設けて成る
ことを特徴とする請求項１乃至請求項６記載の電源装
置。
【請求項８】上記負荷回路を、直列共振回路に流れる
電流に応じて２次出力を発生するトロイダルコイルと、
このトロイダルコイルの２次出力に接続された負荷とで
構成して成ることを特徴とする請求項１乃至請求項７記
載の電源装置。
【請求項９】上記負荷回路を、直列共振回路と直列に
接続され直列共振回路に流れる定電流を定電圧出力とし
て出力するコンバータ回路と、このコンバータ回路から
電力の供給を受ける負荷とで構成して成ることを特徴と
する請求項１乃至請求項７記載の電源装置。