JPH0779567A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】直流電圧の変動を無くすことができ、また電動
機の振動や騒音を低減させることができ、かつ直流側平
滑コンデンサの容量を低減させることができる電力変換
装置を提供することにある。 【構成】単相交流電源SUP の交流電力を直流電力に変換
する交流／直流電力変換器CNV と、この電力変換器CNV
の直流側端子に接続された主平滑コンデンサCdと、この
主平滑コンデンサCdに並列接続され単相交流電源SUP か
ら供給される電力の変動分を吸収するように補償電流Ｉ
F を制御する直流アクティブ・フィルタDCーAFと、前記
主平滑コンデンサCdを直流電圧源とする負荷装置とから
なる電力変換装置。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、単相交流電源の交流電
力を電力変換器により直流電力に変換する電力変換装置
に係り、特に、単相交流電源の電力変動分を直流側で吸
収するように補償制御する構成とした電力変換装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】図１９は、従来の交流電気車等に使用さ
れる電力変換装置一例を示す概略構成図である。図中、
SUP は単相交流電源（単相電源）、ＬS は交流リアクト
ル、CNV は交流電力を直流電力に変換するパルス幅変調
制御コンバータ（ＰＷＭコンバータ）、Ｃdoは直流平滑
コンデンサ、INV は直流電力を交流電力に変換するパル
ス幅変調制御インバータ（ＰＷＭインバータ）、IMは３
相誘導電動機である。

【０００３】また、制御回路として、直流電圧検出器IS
O 、入力電流検出器CTS 、電動機（モータ）電流検出器
CTU 〜CTW 、直流電圧制御回路AVR 、入力電流制御回路
ACRS、コンバータ用パルス幅変調制御回路PWMC1 、速度
検出器PG、速度制御回路SPC、負荷電流制御回路ACRL、
インバータ用パルス幅変調制御回路PWMC2 とから構成さ
れている。

【０００４】ＰＷＭコンバータCNV は直流平滑コンデン
サＣdoに印加される電圧Ｖd がほぼ一定になるように、
交流電源SUP から供給される入力電流Ｉs を制御する。
このとき、当該入力電流Ｉs を電源電圧Ｖs と同相の正
弦波に制御することにより入力力率＝１で、高調波の少
ない電力変換ができる。

【０００５】一方、ＰＷＭインバータINV は直流平滑コ
ンデンサＣdoを直流電圧源として、可変電圧可変周波数
の３相交流電力に変換し、誘導電動機IMを駆動する。こ
の様な単相交流電源SUP から給電を受け、直流電力に変
換し、さらに交流電力に変換して誘導電動機を駆動する
システムとして、東海道新幹線で知られている３００系
電車「のぞみ」がある。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】以上述べた従来の電力
変換装置は次のような問題点がある。すなわち、単相電
源SUP から給電を受けた場合、電源周波数の２倍の周波
数で電力が変動し、その結果、直流平滑コンデンサＣdo
に印加される電圧Ｖd がやはり電源周波数の２倍の周波
数で変動する。その電圧変動の大きさはインバータINV
が出力する有効電力の大きさに比例し、平滑コンデンサ
Ｃdoの容量に反比例する。

【０００７】従って、平滑コンデンサＣdoの容量を大き
くすれば、単相ＰＷＭコンバータCNV によって変換され
た直流電圧Ｖd の変動を小さくすることができるが、装
置の重量寸法が大きくなり、コストも高くなる。特に、
電車の駆動システムでは、装置の重量寸法はできるだけ
小さくすることが望ましく、ある程度の直流電圧変動は
許容せざるを得なかった。

【０００８】しかし、この直流電圧Ｖd の変動はインバ
ータ側に影響を及ぼし、インバータINV の出力電流を変
動させる原因となっている。例えば、単相電源SUP の周
波数を50Hzとした場合、直流電圧Ｖd の変動周波数は10
0Hz となる。このとき、インバータINV の出力周波数が
100Hz に近づくに従って出力電流の変動が大きくなり、
ビート現象を引き起こす。この結果、電動機IMの発生ト
ルクが脈動し、振動や騒音の原因にもなっていた。

【０００９】また、直流電圧Ｖd が変動した分インバー
タINV やコンバータCNV を構成する半導体素子に印加さ
れる電圧の最大値が増加し、より耐圧の大きい素子を使
用しなければならず、変換器の重量や寸法を増大させ、
コストを高くする原因になっていた。

【００１０】本発明は以上の問題点を除去するためなさ
れたもので、直流電圧の変動を無くすことができ、また
電動機の振動や騒音を低減させることができ、かつ直流
側平滑コンデンサの容量を低減させることができる電力
変換装置を提供することを目的とする。

【００１１】

【課題を解決するための手段】以上の目的を達成するた
めに本発明の電力変換装置は、単相交流電源と、この単
相交流電源の交流電力を直流電力に変換する交流／直流
電力変換器と、この電力変換器の直流側端子に接続され
た主平滑コンデンサと、この主平滑コンデンサに並列接
続され前記単相交流電源から供給される交流電力の変動
分を吸収するように補償電流を制御する直流アクティブ
・フィルタと、前記主平滑コンデンサを直流電圧源とす
る負荷装置とからなるものである。

【００１２】

【作用】本発明によれば、単相交流電源の電力変動分
を、交流／直流電力変換器の直流側に設置した直流アク
ティブ・フィルタにより吸収制御するようにしたので、
直流電圧の変動を無くすことができ、また電動機の振動
や騒音を低減させることができ、かつ直流側平滑コンデ
ンサの容量を低減させることができる。

【００１３】

【実施例】以下、本発明の実施例について図面を参照し
て説明するが、始めに本発明の概略について図１を参照
して説明する。図中、SUP は単相交流電源（単相電
源）、ＬS は交流リアクトル、CNV は交流／直流電力変
換器の一例であるパルス幅変調制御コンバータ（以下、
ＰＷＭコンバータと呼ぶ）、INV はパルス幅変調制御イ
ンバータ（以下ＰＷＭインバータと呼ぶ）、IMは３相誘
導電動機、Ｃd は主平滑コンデンサ、DC-AF は直流アク
ティブ・フィルタである。

【００１４】交流／直流電力変換器として、ダイオード
整流器やパルス幅変調制御コンバータ（ＰＷＭコンバー
タ）等が知られている。ここでは、ＰＷＭコンバータCN
V で説明する。ＰＷＭコンバータCNV は主平滑コンデン
サCdに印加される直流電圧Ｖd がほぼ一定になるように
単相交流電源SUP から供給される電流Ｉs を制御する。
通常、当該入力電流Ｉs は前記単相電源の電圧Ｖs と同
相の正弦波に制御され、入力力率＝１で、高調波の少な
い電力変換となる。

【００１５】負荷装置例えば誘導電動機IMが負荷をとる
と直流電圧が低下するが、その負荷に見合った有効電力
を単相電源から供給するように制御して直流電圧を一定
に制御している。負荷装置として３相出力パルス幅変調
制御インバータ（ＰＷＭインバータ）INV と当該インバ
ータにより駆動される交流電動機（誘導電動機等）があ
る。電動機の回転速度と発生トルクがほぼ一定となって
いる定常状態では、３相ＰＷＭインバータの直流電流は
高調波成分を除けばほぼ一定となっている。このインバ
ータの直流側高調波成分は主平滑コンデンサＣd により
大部分が吸収される。

【００１６】しかし、従来装置で説明したように単相交
流電源SUP から供給される電力は電源周波数の２倍の周
波数で変動し、直流電圧の変動をもたらす。直流アクテ
ィブ・フィルタDCーAFは主平滑コンデンサＣd に並列接
続され、単相交流電源の電力変動分を吸収するように補
償電流ＩF を制御する。当該補償電流ＩF の指令値ＩF
^* は、前記ＰＷＭコンバータCNV の交流側瞬時電力の演
算値ＰC から前記交流電源から供給される有効電力の平
均値Ｐavを差し引き、変動電力ΔＰC ＝ＰC Ｐavを求
め、直流電圧Ｖd で割算することにより与える。すなわ
ち、 ＩF ^* ＝ΔＰC ／Ｖd となる。直流アクティブ・フィルタが補償電流ＩF ＝Ｉ
F ^* をとることにより、主平滑コンデンサには単相電力
の変動分による電流は流れなくなり、直流電圧Ｖd の変
動が無くなる。当該主平滑コンデンサはＰＷＭコンバー
タと３相ＰＷＭインバータの直流側の高調波成分を吸収
するだけの容量があれば良く、あまり大きなものは必要
としない。

【００１７】一方、直流アクティブ・フィルタDCーAF
は、例えば、直流定電圧源と、当該直流電圧を可変電圧
の交流電圧に変換する電圧形ＰＷＭインバータVSI と、
このインバータVSI の出力端子に接続された直流平滑コ
ンデンサＣF で構成され、インバータVSI の出力電圧を
調整することにより、補償電流ＩF を制御する。当該直
流アクティブ・フィルタDCーAFに用いられるＰＷＭイン
バータINV の容量は直流平滑コンデンサＣF の容量に依
存する。すなわち、直流平滑コンデンサＣF の容量を零
とすると、直流アクティブ・フィルタDCーAFのＰＷＭイ
ンバータINV の容量は前記ＰＷＭコンバータCNV の容量
と同じだけ必要になる。また、直流平滑コンデンサＣF
の容量を無限大まで大きくすれば、直流アクティブ・フ
ィルタDCーAFのＰＷＭインバータINV の容量は零とな
る。

【００１８】このことを考慮し、直流平滑コンデンサＣ
F の容量を主平滑コンデンサＣd の容量より大きくし、
かつ従来の電力変換装置に用いられていた直流平滑コン
デンサＣF の半分あるいは数分の１にする。この結果、
直流アクティブ・フィルタDCーAFのＰＷＭインバータIN
V の容量は前記ＰＷＭコンバータCNV の10〜20％程度と
なるが、装置全体のコンデンサの容量が低減し、重量や
寸法を重要視する電気車両システムでは大きな利益をも
たらす。また、直流電圧Ｖd の変動が無くなったことに
より、直流電圧を高めて使用することが可能となり、主
変換器の出力容量の増加が期待できる。

【００１９】＜第１実施例＞図１は、本発明の電力変換
装置の第１の実施例を示す主回路構成図および制御回路
ブロック図である。

【００２０】図中、SUP は単相交流電源（単相電源）、
ＬS は交流リアクトル、CNV は交流／直流電力変換器の
一例であるパルス幅変調制御コンバータ（以下、ＰＷＭ
コンバータと呼ぶ）、INV はパルス幅変調制御インバー
タ（以下ＰＷＭインバータと呼ぶ）、IMは３相誘導電動
機、Ｃd は主平滑コンデンサ、DC-AF は直流アクティブ
・フィルタである。

【００２１】直流アクティブ・フィルタDC-AF は直流電
圧源ＥA 、単相電圧形ＰＷＭインバータVSI 、単相変圧
器TR、リアクトルＬF および直流平滑コンデンサＣF で
構成されている。

【００２２】また、制御装置として、入力電流検出器CT
S 、交流電圧検出器PTS 、直流電圧検出器PTD 、直流電
流検出器CT1,CT2,CTF 、負荷電流検出器CTU,CTV,CTW 、
速度検出器PG、直流電圧制御回路AVR 、入力電流制御回
路ACRS、コンバータCNV のＰＷＭ制御回路PWMC1 、速度
制御回路SPC 、負荷電流制御回路ACRL、３相インバータ
INV のＰＷＭ制御回路PWMC2 、補償電流指令回路FCR 、
補償電流制御回路ACRF、単相電圧形ＰＷＭインバータVS
I のＰＷＭ制御回路PWMC3 から構成されている。

【００２３】ＰＷＭインバータINV は、主平滑コンデン
サＣd をを直流電圧源とするもので、可変電圧可変周波
数の３相交流電力を誘導電動機IMに供給する。すなわ
ち、電動機IMの回転速度ωr を速度検出器PGにより検出
して速度制御回路SPC に入力する。速度制御回路SPC
は、速度指令値ωr ^* と前記速度検出値ωr を比較し、
その偏差εr ＝ωr ^* −ωr に応じた３相負荷電流指令
値ＩL ^* を作る。

【００２４】負荷電流制御回路ACRLは電流検出器CTU,CT
V,CTW によって検出した３相負荷電流ＩL （ＩU,ＩV,Ｉ
W ）と前記３相負荷電流指令値ＩL ^* （ＩU ^* , ＩV
^* , ＩW ^* ）とを比較し、その偏差に応じた３相電圧指
令値ｅL ^* （ｅU ^* , ｅV ^* ,ｅW ^* ）をＰＷＭ制御回
路PWMC2 に与える。この結果、３相ＰＷＭインバータIN
V は当該３相電圧指令値ｅL ^* に比例した３相電圧ＶL
（ＶU,ＶV,ＶW ）を発生し、３相負荷電流ＩL を制御す
る。

【００２５】なお、誘導電動機IMをベクトル制御するこ
とにより、直流電動機並みの出力特性が得られることが
知られているが、本発明の要点ではないので、ここでは
説明を省略する。

【００２６】３相ＰＷＭインバータINV および誘導電動
機IMは、直流電圧源（主平滑コンデンサＣd ）から見た
場合、高調波成分を除けば直流電流Ｉd2をとる一種の定
電流源と見なせる。

【００２７】ＰＷＭコンバータCNV は、主平滑コンデン
サＣd の印加電圧Ｖd がほぼ一定になるように入力電流
Ｉs を制御する。このとき、入力電流Ｉs を電源電圧Ｖ
s と同相（または逆相）の正弦波に制御することによ
り、入力力率＝１の運転ができる。

【００２８】すなわち、主平滑コンデンサＣd の電圧Ｖ
d を直流電圧検出器PTD により検出し、電圧制御回路AV
R に入力し、電圧指令値Ｖd ^* と比較し、その偏差εV
＝Ｖd ^* −Ｖd を増幅することにより入力電流の波高値
指令Ｉsm^* を求める。

【００２９】また、単相電源SUP の電圧Ｖs を電圧検出
器PTS により検出し、当該電圧Ｖsに同期した単位正弦
波ｓｉｎωｔを求め、これと前記電流波高値指令Ｉsm^*
と掛け合わせ、入力電流の指令値Ｉs ^* とする。すなわ
ち、 Ｉs ^* ＝Ｉsm^* ・ｓｉｎωｔ となる。入力電流制御回路ACRSは、電流検出器CTS によ
って検出した入力電流Ｉs と前記電流指令値Ｉs ^* を比
較し、その偏差εI ＝Ｉs ^* −Ｉs を増幅（−ＫI 倍）
して、コンバータCNV のＰＷＭ制御回路PWMC1 の入力信
号ｅC ^* とする。

【００３０】ＰＷＭコンバータCNV は当該入力信号ｅC
^* に比例した電圧ＶC を交流側に発生し、入力電流Ｉs
を制御する。交流リアクトルＬs には、電源電圧Ｖs と
コンバータ電圧ＶC の差電圧ＶLS＝ＶS −ＶC が印加さ
れる。

【００３１】例えば、Ｉs ^* ＞Ｉs の場合、偏差εI は
正の値となり、ＰＷＭ制御回路の入力信号ｅC ^* は負の
値になる。故に、交流リアクトルＬs に印加される電圧
ＶLSが増加し、入力電流Ｉs を増やす。逆に、Ｉs ^* ＜
Ｉs の場合、偏差εI は負の値となり、入力信号ｅC ^*
は正の値になる。故に、交流リアクトルＬs に印加され
る電圧ＶLSが減少し、入力電流Ｉs を減らす。従って、
入力電流Ｉs は電流指令値Ｉs ^* に一致するように制限
される。この場合、電流指令値Ｉs ^* は電源電圧Ｖs と
同相の正弦波で与えられ、入力電流Ｉs もそれに追従し
て制御され、入力力率＝１で高調波の少ない運転を達成
している。

【００３２】また、直流電圧Ｖd は次のように制御され
る。例えば、Ｖd ^* ＞Ｖd の場合、偏差εV は正の値と
なり、電流波高値指令Ｉsm^* を正の値で増加させる。こ
の結果、単相電源SUP から供給される電力ＰS ＝ＶS ・
ＩS は正の値となり、当該電力ＰS が主平滑コンデンサ
Ｃd に供給され、直流電圧Ｖd を増加させる。逆に、Ｖ
d ^* ＜Ｖd の場合、偏差εV は負の値となり、電流波高
値指令Ｉsm^* を負の値とする。この結果、主平滑コンデ
ンサＣd に蓄積されたエネルギーが単相電源SUP に回生
され、直流電圧Ｖd を減少させる。このようにして、直
流電圧Ｖd は指令値Ｖd ^* に一致するように制御され
る。

【００３３】図２は、図１の装置の単相電源SUP 側の電
圧、電流ベクトル図の一例を示す。図２（ａ）はカ行運
転時のベクトル図を示すもので、入力電流ＩS が流れる
ことにより、交流リアクトルＬs に電圧ＶLS＝ｊω・Ｌ
s ・ＩS が印加され、ＰＷＭコンバータCNV の発生電圧
ＶC は図示のようになる。このときの電圧ＶC の大きさ
ＶCmと、位相角θ（遅れ）は、次式のように表される。

【００３４】ＶCm＝（Ｖsm² ＋ＶLSm ² ） θ＝ｔａｎ^-1（ＶLSm ／Ｖsm） ただし、 Ｖs ＝Ｖsm・ｓｉｎωｔ ＩS ＝Ｉsm・ｓｉｎωｔ ＶLSm ＝ω・Ｌs ・Ｉsm とする。

【００３５】また、図２（ｂ）は回生運転時のベクトル
図を示すもので、入力電流ＩS は電源電圧Ｖs に対し逆
相に制御される。交流リアクトルＬs に印加される電圧
ＶLSの位相が反転するため、ＰＷＭコンバータCNV の発
生電圧ＶC の位相角θは進みとなる。

【００３６】図３は、図１の装置のＰＷＭコンバータCN
V のカ行運転時の電圧電流波形を示すもので、入力電流
ｉS は電源電圧ｖs と同相に制御され、ＰＷＭコンバー
タCNV の発生電圧ｖC は電源電圧ｖs より位相角θだけ
遅れる。単相電源SUP から供給される瞬時電力ＰS は、 ＰS ＝ｖs ・ｉS ＝Ｖsm・ｓｉｎωｔ×Ｉsm・ｓｉｎωｔ ＝（Ｖsm・Ｉsm／２）・（１−ｃｏｓ２ωｔ） となり、単相電源SUP の周波数の２倍の周波数で変動す
る。また、ＰＷＭコンバータCNV の瞬時電力ＰC は、コ
ンバータの発生電圧ｖC とｉS の積となり、交流リアク
トルＬs の電圧降下分だけ変動が大きくなる。

【００３７】すなわち、 ＰC ＝ｖC ・ｉS ＝ＶCm・ｓｉｎ（ωｔ−θ）×Ｉsm・ｓｉｎωｔ ＝（ＶCm・Ｉsm／２）・｛ｃｏｓθ−ｃｏｓ（２ωｔ−θ）｝ となる。ＶCm＝Ｖsm／ｃｏｓθが成り立つので、有効電
力の平均値Ｐavは、 Ｐav＝Ｖsm・Ｉsm／２ となる。

【００３８】定常状態ではこの有効電力Ｐavは負荷（Ｐ
ＷＭインバータ＋誘導電動機）が消費する電力ＰL に一
致し、電力変動分ΔＰC だけが主平滑コンデンサＣd を
出入りする。すなわち、 ΔＰC ＝ＰC −ＰL ＝−（ＶCm・Ｉsm／２）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） となり、主平滑コンデンサＣd に流れる電流ｉdcは直流
電圧の平均値をＶdoとして、次式のように近似できる。

【００３９】 ｉdc＝ΔＰC ／Ｖdo ＝−（ＶCm・Ｉsm／２Ｖdo）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） ＝−｛Ｐav／（Ｖdo・ｃｏｓθ）｝・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） 従って、直流電圧の変動分ΔＶd は次の演算式により与
えられる。

【００４０】 ΔＶd ＝（１／Ｃd ）ｉdcｄｔ ＝−｛ＶCm・Ｉsm／（４・Ｖdo・ω・Ｃd ）｝・ｓｉｎ（２ωｔ−θ ） ＝−｛Ｐav／（２・cos θ・Ｖdo・ω・Ｃd )}・ｓｉｎ（２ωｔ−θ ） ＝−ΔＶdm・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） すなわち、直流電圧変動ΔＶd の大きさは負荷がとる有
効電力ＰL は、ＰL ＝Ｐav＝Ｖsm・Ｉsm／２に比例し、
主平滑コンデンサＣd の容量に反比例する。例えば、Ｐ
L ＝3,000 [kW]、Ｖdo＝2,000 [V] 、ｆ＝ω／（２π）
＝50[Hz]、Ｃd ＝0.02[F] 、ｃｏｓθ＝0.9 とした場
合、ΔＶd の大きさは、ΔＶdm＝132.6 [V] となる。

【００４１】図４は回生運転時の各部電圧電流波形を示
すもので、コンバータの発生電圧ｖC は電源電圧ｖs よ
り位相角θだけ進む。従って、 ＰC ＝ｖC ・ｉS ＝ＶCm・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）×Ｉsm・ｓｉｎ（ωｔ＋π） ＝−（ＶCm・Ｉsm／２）・｛ｃｏｓθ−ｃｏｓ（２ωｔ＋θ）｝ となる。ＶCm＝Ｖsm／ｃｏｓθが成り立つので、有効電
力Ｐavは負荷（ＰＷＭインバータ＋誘導電動機）から回
生される電力ＰL に一致し、電力変動分ΔＰC だけが主
平滑コンデンサＣd を出入りする。すなわち、 ΔＰC ＝ＰC −ＰL ＝（ＶCm・Ｉsm／２）・ｃｏｓ（２ωｔ＋θ） となり、主平滑コンデンサＣd に流れる電流ｉdcは直流
電圧の平均値をＶdoとして、次式のように近似できる。

【００４２】 ｉdc＝ΔＰC ／Ｖdo ＝（ＶCm・Ｉsm／２Ｖdo）・ｃｏｓ（２ωｔ＋θ） ＝｛Ｐav／（Ｖdo・ｃｏｓθ）｝・ｃｏｓ（２ωｔ＋θ） 従って、直流電圧の変動分ΔＶd は、 ΔＶd ＝（１／Ｃd ）ｉdcｄｔ ＝｛ＶCm・Ｉsm／（４・Ｖdo・ω・Ｃd ）｝・ｓｉｎ（２ωｔ＋θ ） ＝｛Ｐav／（２・cos θ・Ｖdo・ω・Ｃd )}・ｓｉｎ（２ωｔ＋θ ） ＝ΔＶdm・ｓｉｎ（２ωｔ＋θ） となる。

【００４３】次に、図１の装置の直流アクティブ・フィ
ルタDC-AF の制御動作を説明する。まず、単相ＰＷＭコ
ンバータCNV の直流出力電流Ｉd1および３相ＰＷＭイン
バータINV の直流入力電流Ｉd2を各々電流検出器CT1,CT
2 で検出し、補償電流指令回路FCR に入力し、その差分
を求める。当該差電流ＩF ^* ＝Ｉd1−Ｉd2を直流アクテ
ィブ・フィルタDC-AF に流す補償電流ＩF の指令値とす
る。このとき直流アクティブ・フィルタDC-AF にはコン
バータCNV やインバータINV のＰＷＭ制御に伴う高調波
電流成分を流す必要はないので、上記直流電流の検出値
Ｉd1、Ｉd2をフィルタを介して高調波成分を除去し、補
償電流指令回路FCR に入力する。

【００４４】一方、電流検出器CTF により直流アクティ
ブ・フィルタDC-AF に流れ込む補償電流ＩF を検出し、
電流制御回路ACRFに入力する。電流制御回路ACRFは、前
記補償電流指令値ＩF ^* と上記補償電流検出値ＩF とを
比較し、当該偏差εF ＝ＩF^* −ＩF を反転増幅してＰ
ＷＭ制御回路PWMC3 に電圧指令値ｅF ^* を与える。電圧
形ＰＷＭインバータVSI は当該電圧指令値ｅF ^* に比例
した電圧ＶF を発生し、補償電流ＩF を制御する。

【００４５】すなわち、ＩF ^* ＞ＩF となった場合、偏
差εF は正の値となり、電圧指令値ｅF ^* は負の値とな
って出力電圧ＶF を負の値にする。この結果、補償電流
ＩFが増加し、ＩF ＝ＩF ^* となるように制御される。

【００４６】逆に、ＩF ^* ＜ＩF となった場合、偏差ε
F は負の値となり、電圧指令値ｅF^* は正の値となって
出力電圧ＶF を正の値にする。この結果、補償電流ＩF
が減少し、やはり、ＩF ＝ＩF ^* となるように制御され
る。

【００４７】図５は図１の装置の等価回路を表したもの
で、ＰＷＭコンバータCNV およびＰＷＭインバータINV
は電流源として表すことができる。すなわち、ＰＷＭ制
御に伴う高調波電流を無視して考えると、ＰＷＭインバ
ータINV の入力電流Ｉd2は直流分ＩC だけが含まれ、Ｐ
ＷＭコンバータCNV の出力電流Ｉd1には直流分ＩC と電
源周波数の２倍の周波数で変化する交流分ｉdcが含まれ
ている。ここで、直流アクティブ・フィルタDC-AF が補
償電流ＩF ＝ｉdcを取ることにより、主平滑コンデンサ
Ｃd に流れ込む電流Ｉd3は零となる。正確には補償電流
ＩF には高調波電流が含まれていないので、主平滑コン
デンサＣd には高調波電流が流れ込むことになる。しか
し、周波数が高いため、主平滑コンデンサＣd の容量は
格段に小さくなり、電圧変動もほとんど無くなる。

【００４８】＜第２実施例＞図６は本発明装置の第２実
施例を示す構成図である。図６（ａ）において、SUP は
単相交流電源（単相電源）、CNV はＰＷＭコンバータ、
DC-AF は直流アクティブ・フィルタ、Ｃd は主平滑コン
デンサ、INV は３相ＰＷＭインバータ、Ｍは交流電動機
を示す。

【００４９】直流アクティブ・フィルタDC-AF は、変圧
器TR、リアクトルＬF 、直流平滑コンデンサＣF 、単相
電圧形ＰＷＭインバータVSI 、直流コンデンサＣA 、直
流リアクトルＬCH、ＤＣチョッパ用スイッチング素子CH
O 、ＤＣチョッパ用フリーホイリングダイオードDCH で
構成されている。

【００５０】図１の実施例装置と異なる点は、ＤＣチョ
ッパにより直流コンデンサＣA の印加電圧ＶA を一定に
制御し、単相電圧形ＰＷＭインバータVSI の電圧源とし
ていることである。以下、そのＤＣチョッパの動作を説
明する。ＤＣチョッパの制御回路として、図６（ｂ）に
示すように、比較器C2、電圧制御補償回路ＧCH(S) 、Ｐ
ＷＭ制御回路PWMC4 から構成されている。

【００５１】まず、直流コンデンサＣA の印加電圧ＶA
を検出し、比較器C2に入力する。比較器C2は電圧指令値
ＶA ^* と上記電圧検出値ＶA とを比較し、偏差εA ＝Ｖ
A ^*−ＶA を電圧制御補償回路ＧCH(S) に入力する。電
圧制御補償回路ＧCH(S) は偏差εA を増幅して電圧指令
値ｅCH^* とし、ＰＷＭ制御回路PWMC4 に入力する。この
ＰＷＭ制御回路PWMC4 は三角波比較の通常のパルス幅変
調制御回路である。

【００５２】ＶA ^* ＞ＶA になった場合、偏差εA は正
の値となり、前記電圧指令値ｅCH^*を増加させ、スイッ
チング素子CHO のオン期間を長くする。その結果、直流
コンデンサＣA に充電する電流が増加し、印加電圧ＶA
を増加させ、ＶA ＝ＶA ^* となるように制御される。

【００５３】逆に、ＶA ^* ＜ＶA になった場合、偏差ε
A は負の値となり、前記電圧指令値ｅCH^* を減少させ、
スイッチング素子CHO のオン期間を短くする。その結
果、直流コンデンサＣA に充電する電流が減少し、印加
電圧ＶA を減少させ、やはり、ＶA ＝ＶA ^* となるよう
に制御される。

【００５４】図１の装置で説明したように、直流アクテ
ィブ・フィルタDC-AF は主平滑コンデンサＣd の印加電
圧Ｖd が一定になるように補償電流ＩF を流す。この補
償電流ＩF が直流平滑コンデンサＣF に流れ込むことに
より、当該コンデンサＣF の印加電圧ＶCFが変動する
が、このとき、単相電圧形ＰＷＭインバータVSI は当該
ＶCFの変動分と逆の電圧を発生し、主平滑コンデンサＣ
d の印加電圧を一定に保っていると考えてもよい。前記
単相電圧形ＰＷＭインバータVSI の発生電圧ＶFと前記
補償電流ＩF とはほぼ９０゜の位相差を有し、通常は有
効電力の出し入れはほとんど無い。従って、図６の装置
のＤＣチョッパ回路は前記単相電圧形ＰＷＭインバータ
VSI 等の損失分を供給するだけの容量を有すればよい。

【００５５】図６の第２の実施例のように構成すること
により、直流アクティブ・フィルタDC-AF の電源電圧Ｖ
A を低くして使用することができるようになり、かつ安
定した電圧源を得ることが可能となる。

【００５６】なお、直流アクティブ・フィルタDC-AF の
直流コンデンサＣA の両端を主平滑コンデンサＣd に並
列に接続することにより、図６のＤＣチョッパ回路（CH
O,DCH,ＬCH）を省略することもできる。

【００５７】＜第３実施例＞図７は本発明装置の直流ア
クティブ・フィルタDC-AF の第３実施例を示す構成図で
ある。

【００５８】図７（ａ）において、P 、N は主回路の直
流正側および負側端子、ＥA は直流電圧源、VSI は単相
電圧形ＰＷＭインバータ、TRは単相変圧器、ＬF はリア
クトル、ＣF は直流平滑コンデンサである。

【００５９】単相電圧形ＰＷＭインバータVSI は、スイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 とフリーホイリング・ダイオー
ドＤ1 〜Ｄ4 で構成されている。また、リアクトルＬF
は単相変圧器TRの１次側に接続されている。なお、説明
の便宜上、変圧器TRの１次／２次巻数比は１対１とす
る。

【００６０】また、制御装置として、図７（ｂ）に示す
ように、電流検出器CTF 、補償電流指令回路FCR 、補償
電流制御回路ACRF、単相電圧形ＰＷＭインバータのＰＷ
Ｍ制御回路PWMC3 から構成されている。補償電流指令回
路FCR は、乗算器ML1 、ML2、比例演算器OA、加算器A
D、割算器DIV で構成されている。また、補償電流制御
回路ACRFは、比較器C1と制御補償回路ＧF(S)で構成され
ている。

【００６１】まず、ＰＷＭコンバータCNV の交流側電圧
ＶC と入力電流ＩS の積を乗算器ML2 で求める。このと
き、電圧検出値ＶC は多くの高調波成分を含んでいるの
で、その代わりにコンバータCNV のＰＷＭ制御入力信号
（電圧指令値）ｅC ^* を用いてもよい。同様に、入力電
流検出値ＩS の代わりにその電流指令値ＩS ^* を用いて
もよい。乗算器ML2 の出力はコンバータCNV の瞬時電力
ＰC となる。

【００６２】また、乗算器ML1 により、電源電圧波高値
Ｖsmと入力電流波高値Ｉsmとの積を計算し、比例演算器
OAで、（１／２）倍する。この結果は電源から供給され
る有効電力の平均値Ｐavとなる。なお、Ｉsmの代わりに
指令値ＩS ^* を用いてもよい。

【００６３】加算器ADにより、ＰC −Ｐavを計算し、変
動電力ΔＰC を求め、割算器DIV に入力する。割算器DI
V では上記変動電力ΔＰC を直流電圧検出値Ｖd で割
り、その結果を補償電流の指令値ＩF ^* とする。

【００６４】このようにして求めた補償電流指令値ＩF
^* は、単相電源SUP の電力変動分ΔＰC に基づくコンバ
ータCNV の直流側電流の変動分ｉdcに等しくなる。当該
補償電流指令値ＩF ^* は次の補償電流制御回路ACRFの比
較器C1に入力され、電流検出器CTF により検出した補償
電流ＩF と比較される。当該偏差εF ＝ＩF ^* −ＩF は
制御補償回路ＧF(S)に入力され、反転増幅（−ＫF 倍）
されて、単相ＰＷＭインバータVSI の電圧指令値ｅF ^*
となる。補償電流がＩF ＝ＩF ^* となるように制御され
ることは前に説明したので省略する。

【００６５】このように、直流アクティブ・フィルタDC
-AF が補償電流ＩF ＝ＩF ^* ＝ｉdcを取ることにより、
主平滑コンデンサＣd には単相電力の変動分が流れなく
なり、変動電圧を無くすことができる。

【００６６】＜第４実施例＞図８は本発明装置の直流ア
クティブ・フィルタDC-AF の第４実施例を示す構成図で
ある。

【００６７】図中、P 、N は主回路の直流正側および負
側端子、ＣA はアクティブ・フィルタの直流電源用平滑
コンデンサ、VSI は単相電圧形ＰＷＭインバータ、TRは
単相変圧器、ＬF はリアクトル、ＣF は直流平滑コンデ
ンサである。単相電圧形ＰＷＭインバータVSI は、スイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 とフリーホイリング・ダイオー
ドＤ1 〜Ｄ4 で構成されている。また、リアクトルＬF
は単相変圧器TRの１次側に接続されている。なお、説明
の便宜上、変圧器TRの１次／２次巻数比は１対１とす
る。

【００６８】また、制御装置として、電流検出器CTF 、
直流電圧検出器ISOA、比較器C1,C2、電圧制御補償回路
ＧA(S)、補償電流指令回路FCR 、位相同期回路PLL 、乗
算器ML3 、加算器AD2 、電流制御補償回路ＧF(S)、ＰＷ
Ｍ制御回路PWMC3 から構成されている。補償電流指令回
路FCR は図７で説明したものと同様に構成されている。

【００６９】まず、補償電流指令回路FCR により、次式
で示される補償電流指令値ＩF ^* を求める。すなわち、 ＩF ^* ＝ｉdc＝ΔＰ／Ｖd ＝−（Ｖcm・Ｉsm／２Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） となる。位相同期回路PLL は上記電流指令値ＩF ^* に同
期した単位余弦波ｃｏｓ（２ωｔ−θ）を求め、位相を
９０゜ずらすことにより、単位正弦波ｓｉｎ（２ωｔ−
θ）を出力する。

【００７０】一方、電圧検出器ISOAにより直流コンデン
サＣA の電圧ＶA を検出し、比較器C2に入力する。比較
器C2により電圧指令値ＶA ^* と上記電圧検出値ＶA を比
較し、その偏差εA ＝ＶA ^* −ＶA を電圧制御補償回路
ＧA(S)により反転増幅（−ＫA ）する。乗算器ML3 によ
り、この電圧制御補償回路ＧA(S)の出力信号ＩAm^* と前
記位相同期回路PLL の出力ｓｉｎ（２ωｔ−θ）とを掛
け算し、次に電流指令ＩA ^* を得る。

【００７１】ＩA ^* ＝ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） 加算器AD2 により、当該電流指令値ＩA ^* と前記補償電
流指令値ＩF ^* とを加算し、新たな補償電流指令値ＩF'
^* とする。

【００７２】比較器C1により新たな補償電流指令値ＩF'
^* と電流検出器CTF により検出された補償電流ＩF を比
較し、その偏差εF ＝ＩF'^* −ＩF を求めて電流制御補
償回路ＧF(S)に入力する。補償電流ＩF の制御は図７で
説明した通りで、ＩF ＝ＩF'^* に制御される。

【００７３】図９は図８の動作を説明するためのもので
あり、（ａ）は等価回路図であり、（ｂ）はその電圧、
電流ベクトル図であって、直流分を除き、電源周波数の
２倍の周波数で変化する交流量だけを表している。

【００７４】図９（ａ）の等価回路において、ｉdcは図
１のＰＷＭコンバータCNV が発生する直流側の変動成分
で、 ｉdc＝−（ＶCm・Ｉsm／２Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−
θ） となることは前に示した。これに対し、直流アクティブ
・フィルタDC-AF は次式で示される補償電流ＩF'＝ＩF'
^* を流す。

【００７５】ＩF'^* ＝ＩF'＋ＩA ^* ＝ｉdc＋ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） この結果、直流平滑コンデンサＣF の電圧ＶCF' は、 ＶCF' ＝（１／ＣF ）ＩF'ｄｔ ＝−｛ＶCm・Ｉsm／（４・Ｖd ・ω・ＣF ）｝・ｓｉｎ（２ωｔ＋θ ） −｛ＩAm^* ／（２・ω・ＣF ）｝・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） となり、図９（ｂ）のように、電圧ベクトルＶCF' は電
流ベクトルＩF'より位相が９０゜遅れる。

【００７６】また、主平滑コンデンサＣd には、Ｉd3＝
ｉdc−ＩF'^* ＝−ＩA ^* の電流が流れ、当該Ｃd の電圧
ＶCdは、 ＶCd＝（１／Ｃd ）Ｉd3ｄｔ ＝｛ＩAm^* ／（２・ω・Ｃd ）｝・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） となり、図９（ｂ）の電圧ベクトルＶCdのようになる。

【００７７】ここで、直流アクティブ・フィルタDC-AF
が発生する電圧ＶF'の正方向を図９（ａ）の矢印の方向
にとれば、 ＶF'＝ＶCd−ＶCF' が成り立ち、図９（ｂ）の電圧ベクトルＶF'のようにな
る。直流アクティブ・フィルタDC-AF に流れ込む有効電
力ＰA は、電圧ベクトルＶF'と電流ベクトルＩF'の位相
差をφF とすれば、 ＰA ＝ＩF'・ＶF'・ｃｏｓφF となる。すなわち、ＩAm^* を正の値にすると、φF は９
０゜より大きくなり、ＰA は負の値になり、直流コンデ
ンサＣA の蓄積エネルギーが減少する。逆に、ＩAm^* を
負の値にすると、φF は９０゜より小さくなり、ＰA は
正の値になり、直流コンデンサＣA の蓄積エネルギーが
増加する。

【００７８】回生運転では、ＰＷＭコンバータCNV の直
流側の変動電流ｉdcの位相が逆転するため、上記エネル
ギーの出し入れは反対になる。ここで、図８に戻って直
流アクティブ・フィルタDC-AF の直流コンデンサＣAに
印加される電圧ＶA の制御動作を説明する。ただし、図
１の装置のＰＷＭコンバータCNV がカ行運転している場
合を説明する。

【００７９】ＶA ^* ＞ＶA となった場合、偏差εA は正
の値となり、−ＫA 倍されて、電流波高値ＩAm^* は負の
値となる。従って、図９（ｂ）の電流ベクトルＩA は反
対方向になって、位相角φF は９０゜より小さくなり、
アクティブ・フィルタに流れ込む有効電力ＰA は正の値
になり、直流コンデンサＣA の蓄積エネルギーが増加す
る。その結果、直流コンデンサＣA の電圧ＶA が増加
し、ＶA ＝ＶA ^* となるように制御される。

【００８０】逆に、ＶA ^* ＜ＶA となった場合、偏差ε
A は負の値となり、−ＫA 倍されて、電流波高値ＩAm^*
は正の値となる。従って、電流ベクトルＩA は図９
（ｂ）のようになり、位相角φF は９０゜より大きくな
り、アクティブ・フィルタに流れ込む有効電力ＰA は負
の値になり、直流コンデンサＣA の蓄積エネルギーを減
少させる。その結果、直流コンデンサＣA の電圧ＶA が
減少し、やはり、ＶA ＝ＶA ^* となるように制御され
る。

【００８１】回生運転時は、図８の電圧制御補償回路Ｇ
A(S)の出力信号の符号を反転させることにより、ＶA ＝
ＶA ^* となるように制御することができる。図８の直流
アクティブ・フィルタでは、直流電圧源ＥA として直流
コンデンサＣA を用意すればよく、より経済的なシステ
ムとすることができる。また、主回路の直流端子Ｐ，Ｎ
とアクティブ・フィルタの直流電源を分離することがで
き（電気的に絶縁される）、必要に応じ単相変圧器TRを
省略することも可能となる。

【００８２】＜第５実施例＞図１０は本発明装置の直流
アクティブ・フィルタDC-AF の第５実施例を示す構成図
である。

【００８３】図中、P 、N は主回路の直流正側および負
側端子、ＣA はアクティブ・フィルタの直流電源用平滑
コンデンサ、VSI は単相電圧形ＰＷＭインバータ、TRは
単相変圧器、ＬF はリアクトル、ＣF は直流平滑コンデ
ンサである。

【００８４】単相電圧形ＰＷＭインバータVSI は、スイ
ッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 とフリーホイリング・ダイオー
ドＤ1 〜Ｄ4 で構成されている。また、リアクトルＬF
は単相変圧器TRの１次側に接続されている。なお、説明
の便宜上、変圧器TRの１次／２次巻数比は１対１とす
る。

【００８５】また、制御装置として、電流検出器CTF 、
直流電圧検出器ISOA、比較器C1,C2、電圧制御補償回路
ＧA(S)、符号反転器AS1,AS2 、乗算器ML3,ML4 、演算回
路CAL 、カウンタCNT 、メモリテーブルROM 、加算器AD
2 、電流制御補償回路ＧF(S)、ＰＷＭ制御回路PWMC3 か
ら構成されている。

【００８６】まず、演算回路CAL に単相電源SUP の電圧
波高値の検出値ＶSmと入力電流波高値指令Ｉsm^* および
直流電圧検出値Ｖd を入力し、図２に示した位相角θと
補償電流波高値指令ＩFm^* を次のように計算する。

【００８７】ＶLSm ＝ω・ＬS ・Ｉsm^* ＶCm＝（ＶSm² ＋ＶLSm ² ） θ＝ｔａｎ^-1（ＶLSm ／ＶSm） ＩFm^* ＝Ｉsm^* ・ＶCm／（２・Ｖd ） 当該補償電流波高値指令ＩFm^* は符号反転器AS2 を介し
て乗算器ML4 に入力される。符号反転器AS2 はＰＷＭコ
ンバータCNV がカ行運転しているとき（Ｉsm^*＞０のと
き）は入力信号ＩFm^* の符号を反転して出力し、回生運
転のとき（Ｉsm^* ＜０のとき）は入力信号ＩFm^* をその
まま出力する。

【００８８】一方、電源角周波数ωの２ｎ倍のクロック
周波数でカウンタCNT を動作させ、そのカウント値θs
＝２ωｔに前記位相角−θを加えて、メモリテーブルRO
M に入力する。メモリテーブルROM には位相番地に対す
る正弦波および余弦波が記憶してあり、上記位相角（θ
s −θ）に応じて単位正弦波ｓｉｎ（２ωｔ−θ）およ
び単位余弦波ｃｏｓ（２ωｔ−θ）を出力する。

【００８９】また、電圧検出器ISOAにより直流コンデン
サＣA の電圧ＶA を検出し、比較器C2に入力する。比較
器C2により電圧指令値ＶA ^* と電圧検出値ＶA を比較
し、その偏差εA ＝ＶA ^* −ＶA を求め、次の電圧制御
補償回路ＧA(S)により反転増幅（−ＫA 倍）して、電流
波高値指令ＩAm^* を作る。当該電流波高値指令ＩAm^* は
符号反転器AS1 を介して乗算器ML3 に入力される。符号
反転器AS1 はＰＷＭコンバータCNV がカ行運転している
とき（Ｉsm^* ＞０のとき）は入力信号ＩAm^* をそのまま
出力し、回生運転のとき（Ｉsm^* ＜０のとき）は入力信
号ＩAm^* の符号を反転して出力する。

【００９０】乗算器ML3 は前記メモリテーブルROM から
の出力信号ｓｉｎ（２ωｔ−θ）と前記電流波高値指令
ＩAm^* を掛け合わせて、次の電流指令ＩA ^* を出力す
る。すなわち、 ＩA ^* ＝ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） となる。また、乗算器ML4 は前記メモリテーブルROM か
らの出力信号ｃｏｓ（２ωｔ−θ）と前記補償電流波高
値指令−ＩFm^* を掛け合わせて、次の補償電流指令ＩF
^* を出力する。すなわち、 ＩF ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） となる。

【００９１】加算器AD2 により当該補償電流指令ＩF ^*
と前記電流指令ＩA ^* を加算し、新たな補償電流指令Ｉ
F'^* を作る。電流検出器CTF により直流アクティブ・フ
ィルタDC-AF から出力される補償電流ＩF を検出し、比
較器C1により新たな前記補償電流指令ＩF'^* と比較し
て、その偏差εF ＝ＩF'^* −ＩF を求める。当該偏差ε
F は電流制御補償回路ＧF(S)により反転増幅（−ＫF
倍）され、直流アクティブ・フィルタDC-AF の電圧指令
ｅF ^* としてＰＷＭ制御回路PWMC3 に入力される。

【００９２】まず、ＶA ^* ＝ＶA 、すなわちＩA ^* ＝０
として、直流アクティブ・フィルタDC-AF の動作を説明
する。なお、補償電流はＩF ＝ＩF'^* に制御されている
ものとして説明する。

【００９３】ＰＷＭコンバータCNV がカ行運転（Ｉsm＝
Ｉsm^* ＞０）している場合、アクティブ・フィルタの補
償電流ＩF は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） ＝−Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） に制御され、ＰＷＭコンバータCNV の直流側の変動電流
ｉdcと同じ電流が流れる。その結果、主平滑コンデンサ
Ｃd にはこの変動電流が流れなくなり、直流電圧Ｖd の
変動が無くなる。入力電流Ｉsmの大きさが変わった場合
には前記補償電流ＩF もそれに応じて変化し、常に補償
電流ＩF と変動電流ｉdcが一致し、直流電圧Ｖd の変動
を無くすことができる。

【００９４】同様に、ＰＷＭコンバータCNV が回生運転
（Ｉsm＝Ｉsm^* ＜０）している場合、符号反転器AS2 に
より補償電流指令ＩF ^* の符号が反転され、アクティブ
・フィルタの補償電流ＩF は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＝ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） ＝Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） に制御される。回生運転時はＰＷＭコンバータCNV の直
流側の変動電流ｉdcの位相が反転するので、やはり、Ｉ
F ＝ｉdcとなって打ち消し、主平滑コンデンサＣd の印
加電圧Ｖd の変動は無くなる。

【００９５】次に、直流アクティブ・フィルタDC-AF の
直流コンデンサＣA に印加される電圧ＶA の制御動作を
説明する。ここでも図８を参照しながら説明する。ＰＷ
ＭコンバータCNV がカ行運転（Ｉsm＝Ｉsm^* ＞０）して
いる場合、符号反転器AS1 は入力信号ＩAm^* をそのまま
出力する。

【００９６】アクティブ・フィルタDC-AF の補償電流Ｉ
F は、前述のように新たな補償電流指令ＩF'^* ＝ＩF ^*
＋ＩA ^* に一致するように制御される。すなわち、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＋ＩA ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ）＋ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） となる。そのときのベクトル図は図９（ｂ）のようにな
る。

【００９７】ＶA ^* ＞ＶA となった場合、偏差εA は正
の値となり、−ＫA 倍されて、電流波高値ＩAm^* は負の
値となる。従って、図９（ｂ）の電流ベクトルＩA は反
対方向になって、位相角φF は９０゜より小さくなり、
アクティブ・フィルタDC-AFに流れ込む有効電力ＰA は
正の値になり、直流コンデンサＣA の蓄積エネルギーが
増加する。その結果、直流コンデンサＣA の電圧ＶA が
増加し、ＶA ＝ＶA ^*となるように制御される。

【００９８】逆に、ＶA ^* ＜ＶA となった場合、偏差ε
A は負の値となり、−ＫA 倍されて、電流波高値ＩAm^*
は正の値となる。従って、電流ベクトルＩA は図９
（ｂ）のようになり、位相角φF は９０゜より大きくな
り、アクティブ・フィルタに流れ込む有効電力ＰA は負
の値になり、直流コンデンサＣA の蓄積エネルギーを減
少させる。その結果、直流コンデンサＣA の電圧ＶA が
減少し、やはり、ＶA ＝ＶA ^* となるように制御され
る。

【００９９】ＰＷＭコンバータCNV が回生運転（Ｉsm＝
Ｉsm^* ＜０）している場合、符号反転器AS1 は入力信号
ＩAm^* の符号を反転して出力する。このとき符号反転器
AS2によりＩFm^* も反転させられるので、アクティブ・
フィルタDC-AF の補償電流ＩF は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＋ＩA ^* ＝ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ）−ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） となる。この場合、図９（ｂ）のベクトル図の全体の位
相が１８０゜ずれたものを考えればよく、カ行運転時と
同様にＶA ＝ＶA ^* となるように制御することができ
る。

【０１００】＜第６実施例＞図１１は本発明装置の直流
アクティブ・フィルタDC-AF の第６の実施例を示す構成
図である。

【０１０１】図１１（ａ）において、P 、N は主回路の
直流正側および負側端子、CHO は直流チョッパ用スイッ
チング素子、DCH はチョッパ用フリーホイリングダイオ
ード、ＬA は直流リアクトル、CSI は単相電流形ＰＷＭ
インバータ、ＣH は高周波コンデンサ、TRは変圧器、Ｃ
F は直流平滑コンデンサである。単相電流形ＰＷＭイン
バータCSI は、スイッチング素子Ｓ11〜Ｓ14で構成され
ている。

【０１０２】また、制御装置は、図１１（ｂ），（ｃ）
に示すように電流検出器CTA 、比較器C3、電流制御補償
回路Ｈo(S)、補償電流指令回路FCR 、割り算器DIV 、Ｐ
ＷＭ制御回路PWMC4,PWMC5 から構成されている。

【０１０３】まず、直流チョッパの動作を説明する。電
流検出器CTA により直流電流Ｉo を検出し、比較器C3に
入力し、電流指令値Ｉo ^* と比較する。その偏差εo ＝
Ｉo ^* −Ｉo を電流制御補償回路Ｈo(S)により増幅し、
電圧指令値ｅo ^* を作り、ＰＷＭ制御回路PWMC5 に入力
する。当該ＰＷＭ制御回路PWMC5 は、直流リアクトルＬ
A に印加される電圧の平均値が前記電圧指令値ｅo ^* に
比例するようにスイッチング素子CHO にゲート信号を与
える。すなわち、電圧指令値ｅo ^* が小さい時は素子CH
O のスイッチング周期Ｔに対するオン期間ｔONの割合を
小さくし、ｅo ^* が大きくなるに従って素子CHO のオン
期間ｔONの割合を大きくしている。

【０１０４】Ｉo ^* ＞Ｉo となった場合、前記偏差εo
は正の値となり、電圧指令値ｅo ^*が増加し、素子CHO
のオン期間の割合が大きくなって直流電流Ｉo を増加さ
せる。逆に、Ｉo ^* ＜Ｉo となった場合、前記偏差εo
は負の値となり、電圧指令値ｅo ^* が減少し、素子CHO
のオン期間の割合が減って直流電流Ｉo を減少させる。
このようにして、直流電流Ｉo はその電流指令値Ｉo ^*
に一致するように制御される。

【０１０５】次に、直流アクティブ・フィルタDC-AF と
しての動作を説明する。図１１の補償電流指令回路FCR
は図７で説明したものと同じで、電源電圧波高値Ｖsm、
入力電流波高値指令Ｉsm^* 、ＰＷＭコンバータCNV の電
圧指令ｅc ^* 、入力電流指令Ｉs ^* 、直流電圧検出値Ｖ
d などから演算によってアクティブ・フィルタDC-AF が
流す補償電流の指令値ＩF ^* を求める。当該補償電流指
令値ＩF^* を割り算器DIV に入力し、前記直流電流検出
値Ｉo （または直流電流指令値Ｉo ^* ）で割って、電流
形インバータCSI のＰＷＭ制御の入力信号ｋF ^* とす
る。

【０１０６】図１２は図１１の電流形ＰＷＭインバータ
CSI のＰＷＭ制御動作を説明するためのタイムチャート
図を示す。図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御のキャリア信号
で、＋１〜−１の間で変化する三角波が多く用いられ
る。三角波Ｙ（破線）は三角波Ｘ（実線）に対し、位相
が１８０゜ずれている。

【０１０７】三角波Ｘと変調率ｋF ^* とを比較し、素子
Ｓ11とＳ12のゲート信号ｇ1 を作り、また、三角波Ｙと
変調率ｋF ^* とを比較し、素子Ｓ13とＳ14のゲート信号
ｇ2を作る。すなわち、 ｋF ^* ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、Ｓ11：オン（Ｓ12：オ
フ） ｋF ^* ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、Ｓ11：オフ（Ｓ12：オ
ン） ｋF ^* ＞Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ14：オン（Ｓ13：オ
フ） ｋF ^* ≦Ｙのとき、ｇ2 ＝０で、Ｓ14：オフ（Ｓ13：オ
ン） とする。電流形インバータCSI では、電流Ｉo の流れる
経路を確保するため、素子Ｓ11とＳ12のオン期間が少し
重なるようにラップ期間を設ける。素子Ｓ13とＳ14との
間にも同じようにラップ期間を設けている。

【０１０８】インバータCSI の出力電流（補償電流）Ｉ
F は、素子Ｓ11〜Ｓ14のオン／オフ動作によって次のよ
うになる。 Ｓ11とＳ14がオンのとき、ＩF ＝＋Ｉo Ｓ11とＳ13がオンまたはＳ12とＳ14がオンのとき、ＩF
＝＋Ｉo Ｓ12とＳ13がオンのとき、ＩF ＝−Ｉｏ 図１２の最下段に出力電流ＩＦ の波形を示す。その平
均値ＩF(av) はｋF ^* ・Ｉo に等しくなり、前記新たな
補償電流指令値ＩF ^* に一致する。図１１において、高
周波コンデンサＣH は補償電流ＩF の高調波成分を吸収
するために設けられる。このようにして、電流形ＰＷＭ
インバータCSI から補償電流ＩF ＝ＩF ^*が供給され
る。

【０１０９】この補償電流ＩF ＝ＩF ^* はＰＷＭコンバ
ータCNV の直流側の変動電力ｉdcに等しく、両者は打ち
消し合う。その結果、図１に示した主平滑コンデンサＣ
d には当該変動電流ｉdcが流れなくなり、直流電圧Ｖd
の変動を無くすことができる。

【０１１０】図１１の直流アクティブ・フィルタを用い
た本発明装置によれば、補償電流ＩF を直接制御するこ
とができる利点がある。 ＜第７実施例＞図１３は本発明装置の直流アクティブ・
フィルタDC-AF の第７の実施例を示す構成図である。

【０１１１】図中、P 、N は主回路の直流正側端子およ
び直流負側端子、ＬA は直流リアクトル、CSI は単相電
流形ＰＷＭインバータ、ＣH は高周波コンデンサ、ＣF
は直流平滑コンデンサである。単相電流形ＰＷＭインバ
ータCSI は、スイッチング素子Ｓ11〜Ｓ14で構成されて
いる。

【０１１２】また、制御装置として、電流検出器CTF,CT
A 、比較器C3、電流制御補償回路Ｈo(S)、符号反転器AS
1,AS2 、乗算器ML3,ML4 、演算回路CAL 、カウンタCNT
、メモリテーブルROM 、加算器AD2 、割り算器DIV 、
ＰＷＭ制御回路PWMC4 から構成されている。

【０１１３】まず、演算回路CAL に図１装置の単相電源
SUP の電圧波高値検出値Ｖsmと入力電流波高値指令Ｉsm
^* および直流電圧検出値Ｖd を入力し、図２に示した位
相角θと補償電流波高値指令ＩFm^* を次のように計算す
る。

【０１１４】ＶLsm ＝ω・ＬS ・Ｉsm^* ＶCm＝（Ｖsm² ＋ＶLsm ² ） θ＝ｔａｎ^-1（ＶLsm ／Ｖsm） ＩFm^* ＝Ｉsm^* ・ＶCm／（２・Ｖd ） 当該補償電流波高値指令ＩFm^* は符号反転器AS2 を介し
て乗算器ML4 に入力される。符号反転器AS2 はＰＷＭコ
ンバータCNV がカ行運転しているとき（Ｉsm^*＞０のと
き）は入力信号ＩFm^* の符号を反転して出力し、回生運
転のとき（Ｉsm^* ＜０のとき）は入力信号ＩFm^* をその
まま出力する。

【０１１５】一方、電源角周波数ωの２ｎ倍のクロック
周波数でカウンタCNT を動作させ、そのカウント値θs
＝２ωｔに前記位相角−θを加えて、メモリテーブルRO
M に入力する。メモリテーブルROM には位相番地に対す
る正弦波および余弦波が記憶してあり、前記位相角（θ
s −θ）に応じて単位正弦波ｓｉｎ（２ωｔ−θ）およ
び単位余弦波ｃｏｓ（２ωｔ−θ）を出力する。

【０１１６】また、電流検出器CTA により直流リアクト
ルＬA の電流Ｉo を検出し、比較器C3に入力する。比較
器C3により電流指令値Ｉo ^* と電流検出値Ｉo を比較
し、その偏差εo ＝Ｉo ^* −Ｉo を求め、次の電流制御
補償回路Ｈo(S)により反転増幅（−Ｋo 倍）して、電流
波高値指令ＩAm^* を作る。当該電流波高値指令ＩAm^* は
符号反転器AS1 を介して乗算器ML3 に入力される。符号
反転器AS1 はＰＷＭコンバータCNV がカ行運転している
とき（Ｉsm^* ＞０のとき）は入力信号ＩAm^* をそのまま
出力し、回生運転のとき（Ｉsm^* ＜０のとき）は入力信
号ＩAm^* の符号を反転して出力する。

【０１１７】乗算器ML3 は前記メモリテーブルROM から
の出力信号ｓｉｎ（２ωｔ−θ）と前記電流波高値指令
ＩAm^* を掛け合わせて、次の電流指令ＩA ^* を出力す
る。すなわち、 ＩA ^* ＝ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） となる。また、乗算器ML4 は前記メモリテーブルROM か
らの出力信号ｃｏｓ（２ωｔ−θ）と前記補償電流波高
値指令−ＩFm^* を掛け合わせて、次の補償電流指令ＩF
^* を出力する。すなわち、 ＩF ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） となる。

【０１１８】加算器AD2 により当該補償電流指令ＩF ^*
と前記電流指令ＩA ^* を加算し、新たな補償電流指令Ｉ
F'^* を作る。当該補償電流指令ＩF'^* は次の割り算器DI
V により前記直流電流検出値Ｉo で割られて、ＰＷＭ制
御の変調率ｋF ^* ＝ＩF'^* ／Ｉo となる。

【０１１９】電流形ＰＷＭインバータCSI のＰＷＭ制御
動作については、図１１で説明したので省略する。電流
形ＰＷＭインバータの出力電流の平均値ＩF(av) はｋF
^* ・Ｉo に等しくなり、前記新たな補償電流指令値ＩF'
^* に一致する。図１３において、高周波コンデンサＣH
は補償電流ＩF の高調波成分を吸収するために設けられ
る。このようにして、電流形ＰＷＭインバータCSI から
補償電流ＩF ＝ＩF'^*が供給される。

【０１２０】まず、Ｉo ＝Ｉo ^* 、すなわちＩA ^* ＝０
として直流アクティブ・フィルタDC-AF の動作を説明す
る。ＰＷＭコンバータCNV がカ行運転（Ｉsm＝Ｉsm^* ＞
０）している場合、アクティブ・フィルタの補償電流Ｉ
F は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） ＝−Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） に制御され、ＰＷＭコンバータCNV の直流側の変動電流
ｉdcと同じ電流が流れる。その結果、図１の主平滑コン
デンサＣd にはこの変動電流が流れなくなり、直流電圧
Ｖd の変動が無くなる。ＰＷＭコンバータCNV の入力電
流Ｉsmの大きさが変わった場合には、前記補償電流ＩF
もそれに応じて変化し、常に補償電流ＩFと変動電流ｉd
cが一致し、直流電圧Ｖd の変動を無くすことができ
る。

【０１２１】同様に、ＰＷＭコンバータCNV が回生運転
（Ｉsm＝Ｉsm^* ＜０）している場合、符号反転器AS2 に
より補償電流指令ＩF ^* の符号が反転され、アクティブ
・フィルタの補償電流ＩF は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＝ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） ＝Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ） に制御される。

【０１２２】回生運転時はＰＷＭコンバータCNV の直流
側の変動電流ｉdcの位相が反転するので、やはり、ＩF
＝ｉdcとなって打ち消し、主平滑コンデンサＣd の印加
電圧Ｖd の変動は無くなる。

【０１２３】次に、直流アクティブ・フィルタDC-AF の
直流リアクトルＬA に流れる電流Ｉo の制御動作を説明
する。ここでも図９を参照しながら説明する。ＰＷＭコ
ンバータCNV がカ行運転（Ｉsm＝Ｉsm^* ＞０）している
場合、符号反転器AS1 は入力信号ＩAm^* をそのまま出力
する。

【０１２４】アクティブ・フィルタDC-AF の補償電流Ｉ
F は、前述のように新たな補償電流指令ＩF'^* ＝ＩF ^*
＋ＩA ^* に一致するように制御される。すなわち、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＋ＩA ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ）＋ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） となる。そのときのベクトル図は図９（ｂ）のようにな
る。

【０１２５】Ｉo ^* ＞Ｉo となった場合、偏差εo は正
の値となり、−Ｋo 倍されて、電流波高値ＩAm^* は負の
値となる。従って、図９（ｂ）の電流ベクトルＩA は反
対方向になって、位相角φF は９０゜より小さくなり、
アクティブ・フィルタに流れ込む有効電力ＰA は正の値
になり、直流リアクトルＬA の蓄積エネルギーが増加す
る。その結果、直流リアクトルＬA の電流Ｉo が増加
し、Ｉo ＝Ｉo ^* となるように制御される。

【０１２６】逆に、Ｉo ^* ＜Ｉo となった場合、偏差ε
o は負の値となり、−Ｋo 倍されて、電流波高値ＩAm^*
は正の値となる。従って、電流ベクトルＩA は図９
（ｂ）のようになり、位相角φF は９０゜より大きくな
り、アクティブ・フィルタDC-AFに流れ込む有効電力ＰA
は負の値になり、直流リアクトルＬA の蓄積エネルギ
ーを減少させる。その結果、直流リアクトルＬA の電流
Ｉo が減少し、やはり、Ｉo ＝Ｉo ^* となるように制御
される。

【０１２７】ＰＷＭコンバータCNV が回生運転（Ｉsm＝
Ｉsm^* ＜０）している場合、符号反転器AS1 は入力信号
ＩAm^* の符号を反転して出力する。このとき符号反転器
AS2によりＩFm^* も反転させられるので、アクティブ・
フィルタDC-AF の補償電流ＩF は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＋ＩA ^* ＝ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ）−ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ） となる。この場合、図９（ｂ）のベクトル図の全体の位
相が１８０゜ずれたものを考えればよく、カ行運転時と
同様にＩo ＝Ｉo ^* となるように制御することができ
る。

【０１２８】図１３の直流アクティブ・フィルタでは、
図１１で用いたチョッパ装置を省略できる利点がある。 ＜第８実施例＞図１４は本発明装置の直流アクティブ・
フィルタDC-AF の第８実施例を示す構成図である。

【０１２９】図中、CAP は高周波コンデンサ、HF-Tは高
周波変圧器、C/C は単相循環電流式サイクロコンバー
タ、ＬF はリアクトル、ＣF は直流平滑コンデンサを示
す。また、制御装置として、高周波電圧検出器PTH 、整
流回路REC 、電流検出器CTF 、比較器C1,C2 、電圧制御
補償回路ＧH(S)、符号反転器AS1,AS2 、乗算器ML3,ML4
、演算回路CAL 、カウンタCNT 、メモリテーブルROM
、加算器AD2 、電流制御補償回路ＧF(S)、位相制御回
路PHC から構成されている。

【０１３０】単相循環電流式サイクロコンバータC/C
は、正群コンバータSSP 、負群コンバータSSN 、直流リ
アクトルＬ01、Ｌ02で構成されている。当該正群および
負群コンバータSSP,SSN は、それぞれサイリスタ６個を
グレーツ結線した他励コンバータで、当該サイリスタの
点弧位相角を制御することにより、出力電圧ＶP および
ＶN を制御している。

【０１３１】高周波コンデンサCAP は３相Δ結線あるい
はＹ結線された進相コンデンサで、前記サイクロコンバ
ータC/C の無効電力源となる。直流リアクトルＬ01、Ｌ
02はサイクロコンバータC/C の循環電流リプルを抑える
役目をするもので、正群および負群コンバータが同時に
動作する循環電流式サイクロコンバータC/C では不可欠
のものである。また、高周波変圧器HF-Tは正群コンバー
タSSP および負群コンバータSSN を電気的に絶縁し、循
環電流リプルを小さくする役目を果たすもので、上記直
流リアクトルＬ01、Ｌ02の容量を小さくするために設置
される。

【０１３２】正群および負群コンバータの点弧位相角
（遅れ）をそれぞれαP 、αN とした場合、循環電流式
サイクロコンバータC/C では、当該位相角を、αN ＝１
８０゜−αP となるように制御する。この結果、正群お
よび負群コンバータの出力電圧ＶP 、ＶN を図の矢印の
方向を正にとると、 ＶP ＝ｋ・ＶCAP ・ｃｏｓαP ＶN ＝−ｋ・ＶCAP ・ｃｏｓαN ＝ＶP となる。直流リアクトルＬ01、Ｌ02には正群コンバータ
SSP と負群コンバータSSN の出力電圧の差電圧（ＶP −
ＶN ）が印加され、また、サイクロコンバータC/C の出
力電圧ＶF は、前記正群および負群コンバータの出力電
圧ＶP 、ＶN の平均値（ＶP ＋ＶN ／２）が発生する。
当該出力電圧ＶF ＝（ＶP ＋ＶN ）／２は図１４の位相
制御回路PHC の入力、すなわち電圧指令値ｅF ^* に比例
した電圧となる。

【０１３３】サイクロコンバータC/C は高周波コンデン
サCAP に印加される３相高周波電圧を単相の可変電圧に
直接変換するもので、当該高周波電圧を利用して自然転
流させるため、常に遅れ電流をとる。故に、高周波電源
から見たサイクロコンバータC/C は遅れ無効電力ＱCCを
とる一種のリアクトルＬCCと考えることができる。サイ
クロコンバータC/C の循環電流を増加させると遅れ無効
電力ＱCCが増加し、前記等価インダクタンスＬCCは小さ
くなる。逆に、循環電流を減らせばＬCCは大きくなる。

【０１３４】高周波電源は進み無効電力をとる高周波コ
ンデンサCAP と遅れ無効電力をとるサイクロコンバータ
C/C によって確立する。すなわち、高周波コンデンサCA
P の容量をＣCAP 、サイクロコンバータC/C の等価イン
ダクタンスをＬCCとした場合、 ｆCAP ＝１／｛２・π（ＬCC・ＣCAP ）｝ の共振周波数を持つ共振回路が構成される。高周波コン
デンサCAP の容量ＣCAPは固定されているので、サイク
ロコンバータC/C の循環電流を調整することにより、前
記高周波電源の共振周波数ｆCAP を調整することができ
る。

【０１３５】実際には、前記サイクロコンバータC/C の
位相制御回路PHC に用いられる３相基準電圧の周波数に
上記共振周波数ｆCAP が一致するように循環電流が流
れ、高周波電源が自動的に確立する。その動作原理は、
特開昭６３−２３５９１号公報等に詳しく説明されてい
るので、ここではその説明を省略する。

【０１３６】図１４に記載されている直流アクティブ・
フィルタDC-AF の補償電流の指令値ＩF ^* を求める方法
は図１０で説明したものと同様なので、ここではその説
明を省略する。

【０１３７】次に、図１４の高周波コンデンサCAP に印
加される３相電圧の波高値ＶCAP の制御方法を説明す
る。まず、高周波電圧検出器PTH で高周波コンデンサCA
P の印加電圧を検出し、整流回路REC で整流してその波
高値ＶCAP を求める。次に比較器C2により電圧指令値Ｖ
CAP ^* と電圧検出値ＶCAP とを比較し、その偏差εCAP
＝ＶCAP ^* −ＶCAPを電圧制御補償回路ＧH(S)により反
転増幅（−ＫH 倍）する。当該電圧制御補償回路ＧH(S)
の出力信号ＩAm^* は、符号反転器AS1 を介して乗算器ML
3 に入力され、単位正弦波ｓｉｎ（２ωｔ−θ）と掛け
合わされ、図９に示した電流ベクトルＩA の指令値ＩA
^* となる。符号反転器AS1 は主回路のＰＷＭコンバータ
CNV が回生運転しているときに前記電流波高値ＩAm^* の
符号を反転する。

【０１３８】加算器AD2 により前記補償電流指令値ＩF
^* と上記電流指令値ＩA ^* が加算され、新たな補償電流
指令値ＩF'^* ＝ＩF ^* ＋ＩA ^* とする。電流検出器CTF
によりアクティブ・フィルタDC-AF から出力される補償
電流ＩF を検出し、比較器C1により前記新たな補償電流
指令値ＩF'^* と検出電流ＩF を比較する。

【０１３９】その偏差εF ＝ＩF'^* −ＩF を電流制御補
償回路ＧF(S)により反転増幅（−ＫF 倍）し、サイクロ
コンバータC/C の電圧指令値ｅF ^* として位相制御回路
PHCに入力する。サイクロコンバータC/C は前述のよう
に当該電圧指令値ｅF ^* に比例した電圧ＶF 、すなわち ＶF ＝（ＶP ＋ＶN ）／２を発生する。

【０１４０】ＩF'^* ＞ＩF となった場合、偏差εF は正
の値となり、電圧指令値ｅF ^* は負の値となる。故に、
サイクロコンバータC/C の出力電圧ＶF も負の値となっ
て補償電流ＩF を減少させる。

【０１４１】逆に、ＩF'^* ＜ＩF となった場合、偏差ε
F は負の値となり、電圧指令値ｅF^* は正の値となる。
故に、サイクロコンバータC/C の出力電圧ＶF も正の値
となって補償電流ＩF を増加させる。このようにして補
償電流ＩF はその指令値ＩF'^* に一致するように制御さ
れる。以下、ＩF ＝ＩF'^* として説明を進める。

【０１４２】ＶCAP ^* ＞ＶCAP となった場合、偏差εCA
P は正の値となり、電流波高値ＩAm^* は負の値となる。
この結果、図９（ｂ）の電流ベクトルＩA は位相が１８
０゜反転し、直流アクティブ・フィルタDC-AF の発生電
圧ＶF'と補償電流ＩF'の位相角φF は９０゜より小さく
なる。この結果、有効電力がサイクロコンバータC/Cを
介して高周波コンデンサCAP に送り込まれ、当該コンデ
ンサCAP の蓄積エネルギーが増加し、印加電圧の波高値
ＶCAP が増加する。

【０１４３】逆に、ＶCAP ^* ＜ＶCAP となった場合、偏
差εCAP は負の値となり、電流波高値ＩAm^* は正の値と
なる。この結果、電流ベクトルＩA は図９（ｂ）に示す
方向に増加し、直流アクティブ・フィルタDC-AF の発生
電圧ＶF'と補償電流ＩF'の位相角φF は９０゜より大き
くなる。この結果、有効電力がサイクロコンバータC/C
を介して高周波コンデンサCAP から排出され、当該コン
デンサCAP の蓄積エネルギーが減少し、印加電圧の波高
値ＶCAP が減少する。このようにして、高周波コンデン
サCAP の印加電圧ＶCAP はその指令値ＶCAP ^* に一致す
るように制御される。

【０１４４】図１４の第８実施例の装置によれば、自然
転流を利用したサイリスタによって直流アクティブ・フ
ィルタDC-AF を構成することができ、高効率で経済性の
高い電力変換装置を供給することが可能となる。

【０１４５】以上は、主に電源電圧Ｖs と入力電流Ｉs
が同相（カ行運転時）あるいは逆相（回生運転時）の場
合について説明した。図１５は本発明装置のＰＷＭコン
バータCNV の交流側の電圧、電流ベクトル図を示すもの
で、カ行運転で入力電流Ｉs を電源電圧Ｖs より位相角
φだけ遅らせて運転したときのベクトル図の一例を示
す。

【０１４６】図中、Ｖs は電源電圧、Ｉs は入力電流、
Ｖc はＰＷＭコンバータの交流側発生電圧、ＩP は入力
電流Ｉs の有効電流成分、ＩQ は入力電流Ｉs の無効電
流成分、ωは単相交流電源SUP の角周波数、ＬS は交流
リアクトルのインダクタンス値である。

【０１４７】有効電流ＩP および無効電流ＩQ は位相角
φに対して、次式のように表される。すなわち、 ＩP ＝Ｉs ・ｃｏｓφ ＩQ ＝Ｉs ・ｓｉｎφ となる。

【０１４８】入力電流Ｉs が流れることにより、交流リ
アクトルＬS の両端に電圧ｊω・ＬS ・Ｉs が発生し、
コンバータCNV の発生電圧Ｖc は図示のようになる。ま
た、このときの各部電圧、電流、電力の波形を図１６に
示す。

【０１４９】ｖS ＝ＶSm・ｓｉｎ（ωｔ） ｉS ＝ＩSm・ｓｉｎ（ωｔ−φ） ｖc ＝ＶCm・ｓｉｎ（ωｔ−θ） とした場合、 ＩSm＝（ＩPm² ＋ＩQm² ） φ＝ｔａｎ^-1（ＩQ ／ＩP ） ＶCm＝（ＶCP² ＋ＶCQ² ） θ＝ｔａｎ^-1（ＶCQ／ＶCP） ただし、ＶCP＝ＶSm−ω・ＬS ・ＩQm ＶCQ＝−ω・ＬS ・ＩPm となる。また、ＰＷＭコンバータCNV の交流側の瞬時電
力ＰC は、 ＰC ＝ＶC ・ｉS ＝ＶCm・ｓｉｎ（ωｔ−θ）・ＩSm・ｓｉｎ（ωｔ−φ） ＝（ＶCm・ＩSm／２）・｛cos （θ−φ）−cos （２ωｔ−θ−φ） ｝となる。上式の第１項は有効電力の平均値で、負荷が
消費する電力ＰL に一致する。従って、電力変動分ΔＰ
C は、 ΔＰC ＝（−ＶCm・ＩSm／２）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ−
φ） となる。この電力変動分ΔＰC を直流電圧Ｖd で割った
ものが直流電流の変動分ｉdcとなる。すなわち、 ｉdc＝（−ＶCm・ＩSm／２Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ
−φ） で表される。直流アクティブ・フィルタDC-AF が無い場
合、主平滑コンデンサＣd に印加される直流電圧の変動
分ΔＶd は、 ΔＶd ＝（１／Ｃd ）ｉdcｄｔ＝（−ＶCm・ＩSm／（２
ω・Ｃd ・Ｖd ))・sin （２ωｔ−θ−φ）となる。言
い換えると、直流アクティブ・フィルタDC-AF が補償電
流ＩF ＝ｉdcをとることにより、前記直流電圧の変動Δ
Ｖd を零にすることができる。

【０１５０】＜第９実施例＞図１７は、入力力率ｃｏｓ
φが１でない場合の本発明装置の直流アクティブ・フィ
ルタDC-AF の実施例を示す構成図である。

【０１５１】図中、P 、N は主回路の直流正側端子およ
び直流負側端子、ＣA はアクティブ・フィルタの直流電
源用平滑コンデンサ、VSI は単相電圧形ＰＷＭインバー
タ、TRは単相変圧器、ＬF はリアクトル、ＣF は直流平
滑コンデンサである。単相電圧形ＰＷＭインバータVSI
は、スイッチング素子Ｓ1 〜Ｓ4 とフリーホイリング・
ダイオードＤ1 〜Ｄ4 で構成されている。また、リアク
トルＬF は単相変圧器TRの１次側に接続されている。な
お、説明の便宜上、変圧器TRの１次／２次巻数比は１対
１とする。

【０１５２】また、制御装置は、電流検出器CTF 、直流
電圧検出器ISOA、比較器C1,C2 、電圧制御補償回路ＧA
(S)、符号反転器AS1,AS2 、乗算器ML3,ML4 、演算回路C
AL 、カウンタCNT 、メモリテーブルROM 、加算器AD2
、電流制御補償回路ＧF(S)、ＰＷＭ制御回路PWMC3 か
ら構成されている。

【０１５３】まず、演算回路CAL に単相電源SUP の電圧
波高値の検出値ＶSmと入力電流波高値指令Ｉsm^* の有効
分ＩPm^* と無効分ＩQm^* および直流電圧検出値Ｖd を入
力し、図１５に示した位相角θと力率角φおよび補償電
流波高値指令ＩFm^* を次のように計算する。

【０１５４】Ｉsm^* ＝（ＩPm^{* 2} ＋ＩQm^{* 2} ） φ＝ｔａｎ^-1（ＩQm^* ／ＩPm^* ） ＶCP＝ＶSm−ω・ＬS ・ＩQm^* ＶCQ＝−ω・ＬS ・ＩPm^* ＶCm＝（ＶCP² ＋ＶCQ² ） θ＝ｔａｎ^-1（ＶCQ／ＶCP） ＩFm^* ＝Ｉsm^* ・ＶCm／（２・Ｖd ） 当該補償電流波高値指令ＩFm^* は符号反転器AS2 を介し
て乗算器ML4 に入力される。符号反転器AS2 はＰＷＭコ
ンバータCNV がカ行運転しているとき（ＩPm^*＞０のと
き）は入力信号ＩFm^* の符号を反転して出力し、回生運
転のとき（ＩPm^* ＜０のとき）は入力信号ＩFm^* をその
まま出力する。

【０１５５】一方、電源角周波数ωの２ｎ倍のクロック
周波数でカウンタCNT を動作させ、そのカウント値θs
＝２ωｔに前記位相角−θと力率角φを加えて、メモリ
テーブルROM に入力する。メモリテーブルROM には位相
番地に対する正弦波および余弦波が記憶してあり、前記
位相角（θs −θ−φ）に応じて単位正弦波ｓｉｎ（２
ωｔ−θ−φ）および単位余弦波ｃｏｓ（２ωｔ−θ−
φ）を出力する。

【０１５６】また、電圧検出器ISOAにより直流コンデン
サＣA の電圧ＶA を検出し、比較器C2に入力する。比較
器C2により電圧指令値ＶA ^* と電圧検出値ＶA を比較
し、その偏差εA ＝ＶA ^* −ＶA を求め、次の電圧制御
補償回路ＧA(S)により反転増幅（−ＫA 倍）して、電流
波高値指令ＩAm^* を作る。当該電流波高値指令ＩAm^* は
符号反転器AS1 を介して乗算器ML3 に入力される。符号
反転器AS1 はＰＷＭコンバータCNV がカ行運転している
とき（ＩPm^* ＞０のとき）は、入力信号ＩAm^* をそのま
ま出力し、回生運転のとき（ＩPm^* ＜０のとき）は入力
信号ＩAm^* の符号を反転して出力する。

【０１５７】乗算器ML3 は前記メモリテーブルROM から
の出力信号ｓｉｎ（２ωｔ−θ−φ）と前記電流波高値
指令ＩAm^* を掛け合わせて、次の電流指令ＩA ^* を出力
する。すなわち、 ＩA ^* ＝ＩAm^* ・ｓｉｎ（２ωｔ−θ−φ） となる。また、乗算器ML4 は前記メモリテーブルROM か
らの出力信号ｃｏｓ（２ωｔ−θ−φ）と、前記補償電
流波高値指令−ＩFm^* を掛け合わせて、次の補償電流指
令ＩF ^* を出力する。すなわち、 ＩF ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ−φ） となる。

【０１５８】加算器AD2 により当該補償電流指令ＩF ^*
と前記電流指令ＩA ^* を加算し、新たな補償電流指令Ｉ
F'^* を作る。電流検出器CTF により直流アクティブ・フ
ィルタDC-AF から出力される補償電流ＩF を検出し、比
較器C1により新たな前記補償電流指令ＩF'^* と比較し
て、その偏差εF ＝ＩF'^* −ＩF を求める。当該偏差ε
F は電流制御補償回路ＧF(S)により反転増幅（−ＫF
倍）され、直流アクティブ・フィルタDC-AF の電圧指令
ｅF ^* としてＰＷＭ制御回路PWMC3 に入力される。

【０１５９】まず、ＶA ^* ＝ＶA 、すなわちＩA ^* ＝０
として、直流アクティブ・フィルタDC-AF の動作を説明
する。なお、補償電流はＩF ＝ＩF'^* に制御されている
ものとして説明する。

【０１６０】ＰＷＭコンバータCNV がカ行運転（ＩPm^*
＞０）している場合、アクティブ・フィルタの補償電流
ＩF は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＝−ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ−φ） ＝−Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ−φ） に制御され、ＰＷＭコンバータCNV の直流側の変動電流
ｉdcと同じ電流が流れる。その結果、主平滑コンデンサ
Ｃd にはこの変動電流が流れなくなり、直流電圧Ｖd の
変動が無くなる。入力電流Ｉsmの大きさが変わった場合
には、前記補償電流ＩF もそれに応じて変化し、常に補
償電流ＩF と変動電流ｉdcが一致し、直流電圧Ｖd の変
動を無くすことができる。

【０１６１】同様に、ＰＷＭコンバータCNV が回生運転
（ＩPm^* ＜０）している場合、符号反転器AS2 により補
償電流指令ＩF ^* の符号が反転され、アクティブ・フィ
ルタの補償電流ＩF は、 ＩF ＝ＩF'^* ＝ＩF ^* ＝ＩFm^* ・ｃｏｓ（２ωｔ−θ−φ） ＝Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・ｃｏｓ（２ωｔ−θ−φ） に制御される。回生運転時はＰＷＭコンバータCNV の直
流側の変動電流ｉdcの位相が反転するので、やはり、Ｉ
F ＝ｉdcとなって打ち消し、主平滑コンデンサＣd の印
加電圧Ｖd の変動は無くなる。

【０１６２】直流アクティブ・フィルタDC-AF の直流コ
ンデンサＣA に印加される電圧ＶAの制御動作は図１０
で説明したものと同様になる。ただし、図９（ｂ）に示
したベクトル図の基準軸をそれぞれ、 −ｃｏｓ（２ωｔ−θ−φ） ｓｉｎ（２ωｔ−θ−φ） に変更して考えればよい。

【０１６３】以上のように、本発明の電力変換装置によ
れば、入力力率が１でない場合にも直流電圧Ｖd を一定
に保つことができるようになる。また、単相電源に基づ
く電力変動分は直流平滑コンデンサＣF を含めた直流ア
クティブ・フィルタDC-AF に吸収され、主平滑コンデン
サＣd にはＰＷＭ制御に基づく高調波電流だけが流れ
る。このため、当該主平滑コンデンサＣd の容量を大幅
に低減することができる。言い換えると、本発明の電力
変換装置では、主平滑コンデンサＣd の容量を前記直流
アクティブ・フィルタDC-AF の直流平滑コンデンサＣF
の容量より小さくすることにより、より経済的なシステ
ムを提供することができる。

【０１６４】直流アクティブ・フィルタDC-AF の容量
は、直流平滑コンデンサＣF に流れる電流ＩF ＝ｉdcの
大きさと前記変動電圧ΔＶd の大きさで決定される。電
流ＩFの大きさは直流電圧の平均値Ｖdo（ほぼ一定）と
負荷の消費電力ＰL によって決まり、直流平滑コンデン
サＣF の容量には無関係である。

【０１６５】入力力率ｃｏｓφ＝１、負荷ＰL ＝3,000
[kW]、直流電圧Ｖd ＝2,000 [V] 、電源周波数ｆ＝ω／
２π＝50[Hz]、ｃｏｓθ＝0.9 で運転した場合、補償電
流の波高値は、ＩFm＝ＶCm・Ｉsm／（２・Ｖdo）＝1.66
6[A]となる。当該補償電流ＩFmが直流平滑コンデンサＣ
F の両端に印加される電圧の変動分の波高値は、ΔＶCF
m ＝ＩFm／（２ω・ＣF ）＝265.2 [V] となり、直流ア
クティブ・フィルタDC-AF の単相ＰＷＭインバータVSI
の容量（実効値）は221[kVA]となる。これは負荷容量Ｐ
L ＝3,000 [kW]の7.4[%]である。このように、わずかな
容量の直流アクティブ・フィルタを設けることにより、
直流電圧Ｖd を無くすことができ、それを電圧源とする
負荷装置に安定した定電圧を供給することができるよう
になる。

【０１６６】図１８は直流アクティブ・フィルタDC-AF
において、直流平滑コンデンサＣFの容量に対する平滑
コンデンサの重量ＷCFと単相ＰＷＭインバータVSI の重
量ＷVSI を例示したもので、正規化して表している。Ｗ
CFはＣF の容量に比例して増加し、ＷVSI はＣF の容量
に反比例する。例えば、トータル重量を重視する電車シ
ステムでは、ＷCF＋ＷVSI が最小になるＣF の容量に選
ぶと良い。

【０１６７】現在、走行中の東海道新幹線の電力変換装
置（ＰＷＭコンバータ＋ＰＷＭインバータ）では出力容
量約3,000 [kW]に対し、約0.02[F] の容量の主平滑コン
デンサＣd が用意されている。この主平滑コンデンサＣ
d の変換装置全体に対する割合は大きく、体積や重量増
加の一因にもなっていた。また、このときの従来装置の
直流電圧の変動はΔＶdm＝132.6 [V] で、直流電圧Ｖd
は1,867.4[V]〜2,132.6[V]の間で変化する。この結果、
ＰＷＭコンバータおよびＰＷＭインバータの利用率は1,
867.4[V]／2,132.6[V]＝0.876 に低下する。言い換える
と、1/0.876 ＝1.142 倍のコンバータおよびインバータ
が必要になっていた。

【０１６８】本発明装置によれば、まず、主平滑コンデ
ンサＣd の容量を0.001[F]とし、直流アクティブ・フィ
ルタＣF の容量を0.005[F]とする。この結果、当該コン
デンサＣF の両端に印加される電圧の変動分の波高値
は、ΔＶCFm ＝ＩFm／（２ω・ＣF ）＝512.4 [V] とな
り、直流アクティブ・フィルタDC-AF の単相ＰＷＭイン
バータVSI の容量（実効値）は442[kVA]となる。これは
電力変換器の出力容量3,000 [kW]の14.7[%] である。す
なわち、従来装置の直流電圧変動による電力変換器の容
量増加分程度の直流アクティブ・フィルタDC-AF の単相
ＰＷＭインバータVSI の容量を用意すれば、直流平滑コ
ンデンサの容量（ＣF ＋Ｃd ）を6/20＝0.3 倍に低減す
ることが可能となる。

【０１６９】

【発明の効果】以上述べた本発明による電力変換装置に
よれば、次のような効果が得られる。 （１）単相交流電源の電力変動に基づく直流電圧の変動
を無くすことができ、その分電力変換器の利用率が向上
する。

【０１７０】（２）ＰＷＭインバータ駆動の誘導電動機
で問題になっていたインバータ出力電流のビート現象が
無くなり、電動機の振動や騒音が大幅に低減できる。 （３）直流平滑コンデンサの容量を大幅に低減でき電力
変換装置全体の形状や重量を低減することが可能とな
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の電力変換装置の第１実施例を示す構成
図。

【図２】図１の実施例装置の動作を説明するための電
圧、電流ベクトル図。

【図３】図１の実施例装置の動作を説明するための各部
電圧、電流および電力の波形図。

【図４】図１の実施例装置の動作を説明するための各部
電圧、電流および電力の波形図。

【図５】図１の装置の動作を説明するための等価回路
図。

【図６】本発明の電力変換装置の第２実施例を示す構成
図。

【図７】本発明の電力変換装置の第３実施例の直流アク
ティブ・フィルタを示す構成図。

【図８】本発明の電力変換装置の第４実施例の直流アク
ティブ・フィルタを示す構成図。

【図９】図８の直流アクティブ・フィルタの動作を説明
するための等価回路図と電圧、電流ベクトル図。

【図１０】本発明の電力変換装置の第５実施例の直流ア
クティブ・フィルタを示す構成図。

【図１１】本発明の電力変換装置の第６実施例を示す構
成図。

【図１２】図１１の装置のＰＷＭ制御動作を説明するた
めのタイムチャート。

【図１３】本発明の電力変換装置の第７実施例の直流ア
クティブ・フィルタを示す構成図。

【図１４】本発明の電力変換装置の第８実施例の直流ア
クティブ・フィルタを示す構成図。

【図１５】本発明の電力変換装置の動作を説明するため
の電圧、電流ベクトル図。

【図１６】本発明の電力変換装置の動作を説明するため
の各部電圧、電流および電力の波形図。

【図１７】本発明の電力変換装置の第９実施例の直流ア
クティブ・フィルタを示す構成図。

【図１８】本発明装置の動作を説明するための特性図。

【図１９】従来の電力変換装置の一例を示す構成図。

【符号の説明】

SUP …単相交流電源、 ＬS …交流リアクトル、 CNV …ＰＷＭコンバータ、 Ｃd …主平滑コンデンサ、 DC-AF …直流アクティブ・フィルタ、 INV …ＰＷＭインバータ、 IM…誘導電動機、 VSI …単相電圧形ＰＷＭインバータ、 TR…単相変圧器、 ＬF …リアクトル、 ＣF …直流平滑コンデンサ、 ＥA …直流電圧源、 ＣＴs …入力電流検出器、 ＰＴs …交流電圧検出器、 ＰＴD …直流電圧検出器、 ＣＴ1 ，ＣＴ2 ，ＣＴF …直流電流検出器、 ＣＴU ，ＣＴV ，ＣＴW …負荷電流検出器、 ＰＧ…速度検出器、 ＡＶＲ…直流電圧制御回路、 ＡＣＲＳ…入力電流制御回路、 ＳＰC …速度制御回路、 ＦＣＲ…補償電流指令回路、 ＡＣＲＦ…補償電流制御回路。

Claims (13)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 単相交流電源と、 この単相交流電源の交流電力を直流電力に変換する交流
   ／直流電力変換器と、 この電力変換器の直流側端子に接続された主平滑コンデ
   ンサと、 この主平滑コンデンサに並列接続され前記単相交流電源
   から供給される交流電力の変動分を吸収するように補償
   電流を制御する直流アクティブ・フィルタと、 前記主平滑コンデンサを直流電圧源とする負荷装置と、 からなる電力変換装置。
2. 【請求項２】 前記直流アクティブ・フィルタは、直流
   定電圧源と、この直流電圧を可変電圧の交流電圧に変換
   する電圧形パルス幅変調制御インバータと、このインバ
   ータの交流側出力端子に接続された単相変圧器と、この
   変圧器の２次巻線に直列接続された直流平滑コンデンサ
   とから構成されたことを特徴とする請求項１記載の電力
   変換装置。
3. 【請求項３】 前記直流アクティブ・フィルタは、直流
   定電圧源と、この直流電圧を可変電圧の交流電圧に変換
   する電圧形パルス幅変調制御インバータと、このインバ
   ータの交流側出力端子に直列接続されたリアクトルと直
   流平滑コンデンサとの直列回路とから構成されたことを
   特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 【請求項４】 前記直流アクティブ・フィルタは、直流
   定電流源と、この直流電流を可変電流の交流電流に変換
   する電流形パルス幅変調制御インバータと、このインバ
   ータの交流側端子に接続された高周波コンデンサと、こ
   の高周波コンデンサに直列接続された直流平滑コンデン
   サとから構成されたことを特徴とする請求項１記載の電
   力変換装置。
5. 【請求項５】 前記直流アクティブ・フィルタは、直流
   定電流源と、この直流電流を可変電流の交流電流に変換
   する電流形パルス幅変調制御インバータと、このインバ
   ータの交流側端子に接続された高周波コンデンサと、こ
   の高周波コンデンサに並列接続された単相変圧器と、こ
   の単相変圧器の２次巻線に直列接続された直流平滑コン
   デンサとから構成されたことを特徴とする請求項１記載
   の電力変換装置。
6. 【請求項６】 前記直流アクティブ・フィルタは、高周
   波電圧源と、この高周波電圧源を入力とし単相交流電圧
   を出力する循環電流式サイクロコンバータと、このサイ
   クロコンバータの出力端子に直列接続された直流平滑コ
   ンデンサとから構成されたことを特徴とする請求項１記
   載の電力変換装置。
7. 【請求項７】 前記直流アクティブ・フィルタの直流平
   滑コンデンサの容量を前記主平滑コンデンサの容量より
   大きくしたことを特徴とする請求項２〜６のいずれか一
   つに記載の電力変換装置。
8. 【請求項８】 前記直流アクティブ・フィルタは、前記
   交流／直流電力変換器が出力する直流電流Ｉd1と前記負
   荷装置に流れ込む直流電流Ｉd2との差分に応じ補償電流
   ＩF を制御したことを特徴とする請求項１記載の電力変
   換装置。
9. 【請求項９】 前記直流アクティブ・フィルタは、前記
   交流／直流電力変換器の交流瞬時電力の演算値Ｐc と前
   記交流電源から供給される平均有効電力の演算値Ｐ*vと
   の差分に応じ補償電流ＩF を制御したことを特徴とする
   請求項１記載の電力変換装置。
10. 【請求項１０】 前記交流／直流電力変換器は、前記主
    平滑コンデンサに印加される直流電圧Ｖd がほぼ一定に
    なるように前記単相交流電源から供給される電流Ｉs を
    制御するパルス幅変調制御コンバータで構成したことを
    特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
11. 【請求項１１】 前記ＰＷＭコンバータの電圧指令値を
    ｅc ^* 、入力電流指令値をＩs ^* 、当該入力電流指令値
    の有効分の波高値をＩpm^* 、前記交流電源の電圧検出値
    をＶsm、前記主平滑コンデンサの直流電圧の検出値をＶ
    d 、比例定数をｋ1 、ｋ2 とした場合、前記直流アクテ
    ィブ・フィルタの補償電流指令値ＩF^* を、 ＩF ^* ＝（ｋ1 ・ｅc ^* ・Ｉs ^* −ｋ2 ・Ｖsm・Ｉpm
    ^* ）／Ｖd として与えたことを特徴とする請求項１０記載の電力変
    換装置。
12. 【請求項１２】 前記ＰＷＭコンバータにより前記単相
    交流電源から供給される電流Ｉs を電源電圧Ｖs と同相
    の正弦波に制御する場合、前記単相電源電圧波高値Ｖs
    m、前記ＰＷＭコンバータの入力電流波高値Ｉsm、前記
    主平滑コンデンサの直流電圧Ｖd に対し、前記直流アク
    ティブ・フィルタの補償電流ＩF を、 ＩF ＝−Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・cos （２ωｔ−
    θ） ただし、 ＶLsm ＝ω・Ｌs ・Ｉsm Ｖcm＝（Ｖsm² ＋ＶLsm ² ） θ＝ｔａｎ^-1（ＶLsm ／Ｖsm） となるように制御したことを特徴とする請求項１０記載
    の電力変換装置。
13. 【請求項１３】 前記ＰＷＭコンバータにより前記単相
    交流電源から供給される電流Ｉs を電源電圧Ｖs に対し
    遅れ位相角φで正弦波に制御する場合、前記単相電源電
    圧波高値Ｖsm、前記ＰＷＭコンバータの入力電流波高値
    Ｉsmの有効分ＩPmと無効分ＩQm、前記主平滑コンデンサ
    の直流電圧Ｖd に対し、前記直流アクティブ・フィルタ
    の補償電流ＩF を、 ＩF ＝−Ｉsm・Ｖcm／（２・Ｖd ）・cos （２ωｔ−θ
    −φ） ただし、 Ｉsm＝（ＩPm² ＋ＩQm² ） φ＝ｔａｎ^-1（ＩQm／ＩPm） Ｖcp＝Ｖsm−ω・Ｌs ・ＩQm ＶcQ＝−ω・Ｌs ・ＩPm Ｖcm＝（Ｖcp² ＋ＶcQ² ） θ＝ｔａｎ^-1（ＶcQ／Ｖcp） となるように制御したことを特徴とする請求項１０記載
    の電力変換装置。