JPH01264565A

JPH01264565A - 直流直流変換器

Info

Publication number: JPH01264565A
Application number: JP1010951A
Authority: JP
Inventors: Lev A Lieberman; レブ　アリ　リーベルマン
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1988-01-19
Filing date: 1989-01-19
Publication date: 1989-10-20
Also published as: FR2627915B1; DE3901764A1; FR2627915A1; GB2214366A; US4945462A; GB8901047D0; IL85138A; IL85138A0; GB2214366B

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】「産業上の利用分野」本発明は、直流直流即ちＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ電力変換器、特
にゼロ電流スイッチ全波モート直流直流変換器に関する
。

「従来の技術」従来、半波ゼロ電流スイッチ変換器は公知であるが、こ
の型の全波モード変換器が暗示されていない。

高い周波数で操作でき、従って、従来より小さい寸法の
部品を使用できる可能性によって全体の容積及び重量の
減少を容易にさ且るＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器を設計するこ
とが要望されている。かなり小さい部品の使用の外に、
操作周波数の増加は、変換器の内部抵抗の減少、従って
変換器の負荷調整特性を改善できる。しかし、変換器の
作業周波数の増加は、高速スイッチが有害な作業電流下
で形成されるので、スイッチ損失を増加さ且る。勿論、
回路の半導体装置の挿入損失のような他の回路部品の挿
入損失は、電圧の極性の瞬間的或は突然の変化によって
示される。

「発明が解決しようとする課題」従って、上記欠点を持たない高周波数の増加した電力密
度のＩ）Ｃ／ＤＣ変換器を設計することが長い間要望さ
れてきた。

「課題を解決するだめの手段」本発明の目的は、公知のＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器の欠点を
克服し、全波モートのゼ〔Ｊ電流スイッチ直流直流即ち
Ｄ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器を提供することである。

従って、本発明によれば、スイッチ手段を流れる電流が
殆ど無視できる程度になった時に、電力変成器の一次巻
線を交差する電圧源を選択的に切り換えるスイッチ手段
を含む制御自在の直流交流即ちＤ　Ｃ／Ａ　Ｃ変換器と
、電力変成器の二次巻線に接続される交流直流即ちＡＣ／
ＤＣ変換器と、　　　□ 各々が二次巻線の１つに各々直列接続された貯蔵コンデ
ンサと、ｌ）Ｃ／ＡＣ変琳器□とコンデンサとの間に接
続される誘導ユニットとを含む２個の充電及びエネルギ
貯蔵回路と、この貯蔵コンデンサに接続して、第１及び第２の端子を
経由して負荷に接続される少なくとも１つの放電回路と
を備え、との放電回路は、貯蔵コンデンサと第１の端子との間に
接続される少なくとも１つの放電誘導器を含み、前記貯
蔵コンデンサの光電期間が放電期間より短いことを特徴
とするゼロ電流スイッチ全波モード直流直流（Ｄ（、／
ＤＣ）変換器が提供される。

「実施例」以下に、本発明の一実施例を図面を参照して詳細に説明
する。

第１図を参照すると、ゼロ電流スイッチ直流直流（１）
Ｃ／ＤＣ）全波モード変換器の種々の可能な実施例を単
純に示したブロック図が示されている。このＤ　Ｃ／Ｄ
　Ｃ変換器は、電圧源４及び電力回路８間に接続できる
Ｄ　Ｃ／Ａ　Ｃ変換器２を備えている。この変換器２は
、エネルギの流れ状態を検知するために種々の可能な点
で変換器の回路に取り付けられてもｆい１個以」−の信
号を順に受信する制御ユニット６によって制御される。

この制御及び検知回路は公知であり、本発明の要旨を形
成しないので、詳述しない。

このＤＣ／ＡＣ変換器２からの出力は、ＡＣ／ＤＣ変換
器１０を経由して、エネルギ充電貯蔵回路１２に供給さ
れる電力回路８に導入される。この充電貯蔵回路１２に
は、負荷が接続された放電回路１４に導入される。

更に、第１図には、破線で示す４箇所の位置で回路に接
続できる後述される誘導ユニット１７が示されている。

本発明の好ましい実施例が第２図に示されている。ＤＣ
／ＡＣ変換器２は、制御ユニット６によって同期制御さ
れると共に、一次巻線２４及び二次巻線２６．２６’を
持つ変成器２２を含む電力回路８に接続される電気スイ
ッチ１６．１６’。

１８．１８’　からなっている。２個の対称に配置され
た充電ループは、例えばダイオードて代表される一方向
性電導要素２８．２８’　から構成されるＡ　Ｃ／Ｄ　
Ｃ変換器ＩＯからなっている。各要素２８．２８’　は
、近隣の二次巻線２６．２６’　の各端に直列接続され
、更に充電誘導器（ヂョークコイル）３０．３０’　を
経由して貯蔵コンデンサ３２．３２′に各々接続される
。放電回路の通路は、貯蔵コンデンサ３２．３２′及び
放電誘導器３４．３／Ｉ′を含んでいる。この実施例に
おいては、誘導器３０．３０’　のインダクタンスが放
電誘導器３１．３４′のインダクタンスにり小ざくなっ
ていて、各貯蔵＝Ｊコンデンサ２．３２’　の充電期間
が放、電期間より短くなることを確保している。

ＤＣ／Ｉ）Ｃ変換器の操作は、第１図及び第２図を参照
して以下に説明される。電圧源４が接続され、起動され
ると、Ｉ）Ｃ／ＡＣ変換器２のスイッチ１６．１６′、
１８．１８′の選択的作動が変成器２２の二次巻線２６
．２６′に対抗位相のパルスを形成する。周期の正半分
中に、各一方向性要素２８．２８′が順に導通状態にな
り、貯蔵コンデンサ３２．３２′が充電誘導器３０．３
０’を経由して充電される。貯蔵コンデンサ３２．３２
′の放電は、放電誘導器３４，３４’を通して交互に有
効となり、従って負荷にＤＣ電圧が供給される。

充電通路のインダクタンスが放電通路のインダクタンス
より小さく、充電周期の期間が次の式％式％但し、ｒ、、、、が充電インダクタンスであり、Ｃが貯
蔵コンデンサの容量である、によって定義され、コンデンサが充放電通路に共通であ
るので、放電周期の期間が充電周期のそれより大きい。

Ｄ　Ｃ／Ａ　Ｃ変換器のスイッチの変化状態の周期性が
検知回路によって感知される。にうに、この期間によっ
て決定され、従って、これらスイッチがゼロ即ち無視で
きる電流で作動して状態を変化さ且る。ゼロ電流でのス
イッチ状態の切換は、２個の貯蔵コンデンサの１つの充
電は、他の貯蔵コンデンサの放電が終わったと同時に始
まることを保証する。２個の殆ど同一で独立した回路の
連続的未妨害の交互充電は、電圧源からエネルギを連続
的に回復ケることを容易にし、それ故最大入力電流が約
６０％以」−流れる平均電流を越えない。これ目、回路
の部品で消費される熱エネルギを減少させる結果となり
、従って部品の信頼性も向上する。更に、電流のこの減
少によって、回路の冷却要求が減少できる。

放電通路に注目すると、放電通路の電流強度は殆ど負荷
に依存する。従って、貯蔵コンデンサから放電されるエ
ネルギ量はこの通路の電流ザイズに依存する。それ故、
貯蔵コンデンサから放電されるエネルギ量は、負荷の電
圧、従って貯蔵コンデンサの次の周期で変化が始まる電
圧レベルを決定する。その変化の終で貯蔵コンデンサ間
の電位は、とりわ（づ、変化電圧及び変化周期の開始時
の電圧に依存する。出力電圧が増加すると、貯蔵コンデ
ンサがエネルギを消費し、このエネルギが電圧源からエ
ネルギを更に取り入れることに」；っで補充される。こ
のような人出）Ｊエネルギ間の依存性が変換器の内部抵
抗を減少させ、出力電圧が殆ど負荷の大きさに依存しな
いこととなる。この非依存的即ち独立性は、従来技術の
半波変換器において、貯蔵コンデンサの時間的に早熟な
変化を誘発する逆効果を持っている。しかし、２個の充
放電ループにおいて共通の通路が存在する本発明による
全波モードＤ　Ｃ／Ｄ　Ｃ変換器で（Ｊ、放電コンデン
サ間の電圧がゼロより低くなり、即ち逆の電圧を持ち、
コンデンサ間の電圧レベルが変成器の二次巻線間の電圧
レベル以下に減少しない限り、放電周期中の電流の流れ
が妨害される。勿論、貯蔵＝１ンデンザでの逆の電圧を
回避するためには、共通のコアに両者の充電誘導器を取
りイ・ｊげて、充電電流がコア内に反対方向のＡＣ磁束
を発生さｌるように巻線を電気的に相互接続することが
考えられる。このような配列の実務的実施例か第３図に
示している。従って、共通のコア４０て磁気的に連結さ
れる各充電回路には、２個の充電誘導器３６．３８及び
３６′、３８′が結線される。

第４図を参照すると、この図には両者の放電通路のノ（
通の分岐点に接続される追加の誘導器４２を除いて、第
２図の実施例と同様の実施例が記載されている。この追
加の誘導器は、変換器の改良される性能を発揮する放電
誘導器の放電速度を増加させる効果を持っている。

第５図には、充電誘導器４４が変換器２２の一次右線２
４に直列接続される第４図の１つと同様にＤ　Ｃ／Ｄ　
Ｃ変換器が示されている。

第４図及び第５図の放電誘導器３１３４′口、貯蔵＝１
ンデンザ３２．３２′に逆の電圧か形成されるのを回避
するために共通のコアで磁気的に連結できる。

」１記記載の実施例においては貯蔵コンデンサが負荷と
並列接続されているが、第６図の実施例において、貯蔵
コンデンサ３２．３２’　が負荷と直列接続されたＩ）
　Ｃ／　Ｉ）　Ｃ変換器の回路図が示されている。従っ
て、この回路には全波１）　Ｃ／　Ｄ　Ｃ変換器の電圧
ダブラが形成されている。しかし、第７図に記載した同
じ型の回路は、充電誘導器４４がＤＣ／ＡＣ変換器２及
び変成器２２間に接続されている点が異なっている。

第６図及び第７図の電圧ダブラは、負荷に接続される出
力端子間に接続されるコンデンサて誘導器３４を置換す
ることによ−）で僅かに変形できろ。

このコンデンサの機能は、誘導器３４のそれと類似し、
いわゆる崖周期中の負荷に流れる電流力向の変化を基土
している。

本発明による変換器を実施した実験は、変換器が高周波
数で操作された時に、第８図に示すようにＤＣ／ＡＣ変
換器２及び変成器２２間に、同一方向の磁界を形成する
共通のコア／Ｉ８を持つ２個の誘導器４６，７１６′を
形成ケることか有益であることを示した。第９図に（」
別の変形例が示されている。この図において、充電誘導
器５０は、１〕Ｃ／ＡＣ変換器の電圧源４と、スイッチ
８及び１２との間に接続されている。高周波数操作に好
適な更にイ」用な配列か第１０図に示され、二ノアに共
通に巻回されノー充電在線５２，５２′かＩ）　Ｃ／Ａ
Ｃ変換回路において、電圧源４及びスイッチ１６゜１８
．１６’　、１８′間に接続されている。誘導器５２．
５２′ｆＪ、同一方向のコア磁束を誘導するように＝Ｊ
アに相互１シ続される。

ｌＩ　　図面の簡単１１゛説明第１図（」本発明による変換器の種々の実施例を示４′
）ＵＪ　ｙ７り図、第２図（ｊ本発明の変換器の好まし
い実施例の回路図、第３図は変換器の他の実施例の回路
図、第４図（」変換器の別の実施例の回路図、第５図（
Ｊ重力変成器の−・次へ線に接続された充電誘導器を１
１１つ変換器の更になる実施例の回路図、第６図及び第
７図（ｊ本発明に、ｊころ変換器の変形例の回路図、第
８〜１０図（ｊ本発明による電力回路の充′１［ｊ誘）
Ｉ７器の種々の配列を示す回路図で、Ｉ５ろ１．２　１）Ｃ／へＣ０：換器、４　電圧ｌｌｌ；ｉ、６　
制御ニー　ノド、８　電力回路、１０　ΔＣ／　Ｉ）　
Ｃ弯換器、１２　充゛Ｉ−Ｌ貯蔵回路、Ｉ４　枚重回路
、１７、誘導ユニット、。

出願人　レブ　アリ　リーヘルマン９酊べＸゴ使・驕べ枦 ♀ 、ら嘱お（６゛ト雪￥、甲　　　　−ｍ−］ ′１：傘１１即

Claims

【特許請求の範囲】

（１）スイッチ手段を流れる電流が殆ど無視できる程度
になった時に、電力変成器の一次巻線に供給される電圧
源を選択的に切換える電気スイッチ手段を含む制御自在
の直流交流変換器と、前記電力変成器の二次巻線に接続される交流直流変換器
と、各々が前記二次巻線の１つに各々直列接続された貯蔵コ
ンデンサと、前記直流交流変換器と前記コンデンサとの
間に接続される誘導ユニットとを含む２個のエネルギ充
電及び貯蔵回路と、前記貯蔵コンデンサに接続されて、第１及び第２の端子
を経由して負荷に接続される少なくとも１つの放電回路
とを備え、この放電回路は、前記貯蔵コンデンサと前記第１の端子
との間に接続される少なくとも１つの放電誘導器を含み
、前記貯蔵コンデンサの充電期間が放電期間より短いこ
とを特徴とするゼロ電流スイッチ全波モード直流直流変
換器。
（２）前記誘導ユニットは、前記電力変換器の前記一次
巻線に直列接続される特許請求の範囲第１項記載の変換
器。
（３）前記誘導ユニットは、前記電力変換器の前記二次
巻線に直列接続される特許請求の範囲第１項記載の変換
器。
（４）前記誘導ユニットは、前記電力変換器の前記二次
巻線及び前記交流直流変換器間に直列接続される特許請
求の範囲第１項記載の変換器。
（５）前記誘導ユニットは、前記交流直流変換器及び充
電コンデンサ間の回路に直列接続される特許請求の範囲
第１項記載の変換器。
（６）前記交流直流変換器は、少なくとも１つの一方向
性要素を備えた特許請求の範囲第１項記載の変換器。
（７）前記一方向性要素がダイオードである特許請求の
範囲第６項記載の変換器。
（８）前記誘導ユニットは、共通の磁気コアに巻回され
た少なくとも２個の充電誘導器を備えた特許請求の範囲
第１項記載の変換器。