JPH0132755B2 - - Google Patents
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- JPH0132755B2 JPH0132755B2 JP56204046A JP20404681A JPH0132755B2 JP H0132755 B2 JPH0132755 B2 JP H0132755B2 JP 56204046 A JP56204046 A JP 56204046A JP 20404681 A JP20404681 A JP 20404681A JP H0132755 B2 JPH0132755 B2 JP H0132755B2
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- transistor
- circuit
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は100V／200V電源地域共用充電回路に
関する。
関する。
世界の商用電源は大きくは100V地域と200V〜
240V地域とに大別され、かかる地域において使
用されている再使用可能な２次電池の充電装置と
しては種々のものが提案されている。
240V地域とに大別され、かかる地域において使
用されている再使用可能な２次電池の充電装置と
しては種々のものが提案されている。
しかして、世界での主な商用電源電圧100〜
240V、50／60Hzにおいて出力の充電電流を一定
とした定電流回路を有する充電装置において、直
流入力電圧の出力電流特性は、第１図、第２図に
示すように、VIN＝70〜80の直流電源電圧から出
力充電電流が一定になり、400VD.C付近までの
一定の出力が得られるようになつている。
240V、50／60Hzにおいて出力の充電電流を一定
とした定電流回路を有する充電装置において、直
流入力電圧の出力電流特性は、第１図、第２図に
示すように、VIN＝70〜80の直流電源電圧から出
力充電電流が一定になり、400VD.C付近までの
一定の出力が得られるようになつている。
このような特性を有する充電装置において、整
流電圧のリツプルが大きい場合、毎周期電源電圧
が低下するために出力電流は入力電源電圧の変化
により低下し、その時間が異なるために一定とな
らないという問題がある。
流電圧のリツプルが大きい場合、毎周期電源電圧
が低下するために出力電流は入力電源電圧の変化
により低下し、その時間が異なるために一定とな
らないという問題がある。
本発明は上記の点に鑑み提案されたもので、ニ
ツケル・カドミニウム（以下Ni・Cdと記す）等
の２次電池の充電装置において、入力電源として
商用の交流電源を整流して用いた場合、その直流
への平滑が不十分でリツプル電圧成分が大きくて
も出力充電電流が一定となるようにした100V／
200V電源地域共用充電回路を提供することを目
的とするものである。
ツケル・カドミニウム（以下Ni・Cdと記す）等
の２次電池の充電装置において、入力電源として
商用の交流電源を整流して用いた場合、その直流
への平滑が不十分でリツプル電圧成分が大きくて
も出力充電電流が一定となるようにした100V／
200V電源地域共用充電回路を提供することを目
的とするものである。
すなわち、本発明はNi・Cd等への充電電流は
化学反応であるためにその平均電流を一定とする
ことにより充電時間が決定されることに注目して
提案された小型、軽量の100V／200V電源共通の
充電装置にかかり、入力電源電圧の変化に対して
出力充電電流を一定とする回路に補正回路を付加
せしめ、整流電圧のリツプルが大であつても出力
の安定化を図つたもので、後述する本発明の実施
例によれば、第１図に示した特性を第３図に示す
ように高電圧側において出力充電電流を低下させ
たものである。
化学反応であるためにその平均電流を一定とする
ことにより充電時間が決定されることに注目して
提案された小型、軽量の100V／200V電源共通の
充電装置にかかり、入力電源電圧の変化に対して
出力充電電流を一定とする回路に補正回路を付加
せしめ、整流電圧のリツプルが大であつても出力
の安定化を図つたもので、後述する本発明の実施
例によれば、第１図に示した特性を第３図に示す
ように高電圧側において出力充電電流を低下させ
たものである。
第３図において、ａ―ｂ間の特性は装置の有す
る低電圧特性で決定されｂ―ｃ間の特性をある条
件に設定することにより出力充電電流の一定条件
が満足される。
る低電圧特性で決定されｂ―ｃ間の特性をある条
件に設定することにより出力充電電流の一定条件
が満足される。
また、ｂ―ｃ間の勾配の設定は、
ｉ（ｖ）＝Av＋Ｂ（０ｖ＜v1）
＝Cv＋Ｄ（v1ｖ＜v2） (1)
より、出力平均電流をI0とすれば
I0＝2f・∫1/2f 0ｉ（ｖ）dv
ｖ＝√2Esinωt
ただし
ｆ：電源周波数（Hz）
Ｅ：電源電圧 （Ｖ）
となり、使用する入力電源電圧Ｅの範囲において
目的とするI0が得られるように、計算機による数
値解析により直流電圧特性ｉ（ｖ）が求められる。
目的とするI0が得られるように、計算機による数
値解析により直流電圧特性ｉ（ｖ）が求められる。
なお、第４図は出力充電電流波形を示すもので
ある。
ある。
次に図面に沿つて本発明を説明する。
第５図に示すのは本発明の一実施例であり、構
成を説明すると、交流電源の接続される端子１
ａ，１ｂにはダイオードブリツジの如き整流器
DBおよび制御回路電源用のトランスT2が互いに
並列に接続されており、整流器DBの直流出力端
子には電力変換用のトランスT1の１次巻線L1、
スイツチング素子としてのトランジスタＱ、電流
検出用の抵抗REによる直列回路が接続されてい
る。また、トランスT1の１次巻線L1と並列に抵
抗RC、コンデンサCCによるパイプ吸収用の直列
回路が接続され、２次巻線L2の両端には整流用
のダイオードD1と２次電池Ｂの直列回路が接続
されている。トランジスタＱのベースは起動用の
抵抗RB1を介して前記整流器DBの正極に接続さ
れると共に制御回路３の制御出力端子OUTに接
続され、更にトランジスタＱのベース・エミツタ
間には前記トランスT1と磁気的結合にある３次
巻線L3、抵抗RB2、スピードアツプ用コンデンサ
CB1の直列回路が接続され、トランジスタＱのエ
ミツタと電流検出用の抵抗REとの接続点は制御
回路３の検出入力端子INに抵抗RIN′を介して接
続されている。また、抵抗RIN′と検出入力端子
INとの接続点は抵抗RB2及びコンデンサCB1の直
列回路を介してトランジスタＱのベースに接続さ
れている。すなわち、トランスT1の３次巻線L3
の両端に抵抗RIN′とRC′との直列回路が接続され
ている。また、整流器DBの一端は制御回路３に
より接地されている。
成を説明すると、交流電源の接続される端子１
ａ，１ｂにはダイオードブリツジの如き整流器
DBおよび制御回路電源用のトランスT2が互いに
並列に接続されており、整流器DBの直流出力端
子には電力変換用のトランスT1の１次巻線L1、
スイツチング素子としてのトランジスタＱ、電流
検出用の抵抗REによる直列回路が接続されてい
る。また、トランスT1の１次巻線L1と並列に抵
抗RC、コンデンサCCによるパイプ吸収用の直列
回路が接続され、２次巻線L2の両端には整流用
のダイオードD1と２次電池Ｂの直列回路が接続
されている。トランジスタＱのベースは起動用の
抵抗RB1を介して前記整流器DBの正極に接続さ
れると共に制御回路３の制御出力端子OUTに接
続され、更にトランジスタＱのベース・エミツタ
間には前記トランスT1と磁気的結合にある３次
巻線L3、抵抗RB2、スピードアツプ用コンデンサ
CB1の直列回路が接続され、トランジスタＱのエ
ミツタと電流検出用の抵抗REとの接続点は制御
回路３の検出入力端子INに抵抗RIN′を介して接
続されている。また、抵抗RIN′と検出入力端子
INとの接続点は抵抗RB2及びコンデンサCB1の直
列回路を介してトランジスタＱのベースに接続さ
れている。すなわち、トランスT1の３次巻線L3
の両端に抵抗RIN′とRC′との直列回路が接続され
ている。また、整流器DBの一端は制御回路３に
より接地されている。
一方、トランスT2の２次巻線の一端はダイオ
ードD2を介して制御回路３の電源入力端子Ｖc.c.
に接続され、電源入力端子Ｖc.c.はコンデンサCS2
を介してトランスT2の２次巻線の他端とともに
接地されている。
ードD2を介して制御回路３の電源入力端子Ｖc.c.
に接続され、電源入力端子Ｖc.c.はコンデンサCS2
を介してトランスT2の２次巻線の他端とともに
接地されている。
第６図はブロツク図で示した前記制御回路３を
具体的に示したもので、構成を説明すると、制御
回路３は電源部３１、発振部３２、比較部３３、
保持回路３４、出力部３５により構成され、電源
部３１の電源入力端子Ｖc.c.にはトランジスタQ1
のコレクタが接続され、トランジスタQ1のベー
スはツエナーダイオードＺを介して接地されると
共に抵抗R1を介して自己のコレクタに接続され、
エミツタは安定化出力として他の回路の電源とし
て接続される。発振部３２では電源・接地間に抵
抗R2，R3の直列回路および抵抗R5、コンデンサ
C1の直列回路が夫々並列に接続され、コンパレ
ータCP1の反転入力端子は抵抗R2，R3の接続点
に、非反転入力端子は抵抗R5、コンデンサC1の
接続点に夫々接続されており、更にコンパレータ
CP1の反転入力端子は抵抗R4、トランジスタQ2
の直列回路を介して、非反転入力端子はトランジ
スタQ3を介して夫々接地されている。また、ト
ランジスタQ2，Q3のベースは夫々抵抗R6，R7を
介してコンパレータCP1の出力端子に接続され、
この出力端子は抵抗R8を介して後続する保持回
路３４のトランジスタQ5のベースに接続されて
いる。一方、比較部３３で電源・接地間に抵抗
R9，R10の直列回路が接続され、コンパレータ
CP2の反転入力端子は抵抗R9，R10の接続点に、
非反転入力端子は検出入力端子INに接続され、
出力端子は抵抗R11を介して保持回路３４のトラ
ンジスタQ6のベースに接続されている。保持回
路３４では抵抗R12、トランジスタQ4による第１
の直列回路と、抵抗R14、トランジスタQ7による
第２の直列回路が電源・接地間に互いに並列に接
続されており、トランジスタQ4のベースは抵抗
R15を介してトランジスタQ7のコレクタに、トラ
ンジスタQ7のベースは抵抗R13を介してトランジ
スタQ4のコレクタに夫々接続され、トランジス
タQ4，Q7のベースは発振部３２、比較部３３の
出力により駆動される前記トランジスタQ5，Q6
のコレクタ・エミツタを介して夫々接地されてい
る。出力部３５では制御出力端子OUTにトラン
ジスタQ8のコレクタが接続され、エミツタは接
地されると共に、ベースは抵抗R16を介して前記
保持回路３４のトランジスタQ7のコレクタに接
続されている。
具体的に示したもので、構成を説明すると、制御
回路３は電源部３１、発振部３２、比較部３３、
保持回路３４、出力部３５により構成され、電源
部３１の電源入力端子Ｖc.c.にはトランジスタQ1
のコレクタが接続され、トランジスタQ1のベー
スはツエナーダイオードＺを介して接地されると
共に抵抗R1を介して自己のコレクタに接続され、
エミツタは安定化出力として他の回路の電源とし
て接続される。発振部３２では電源・接地間に抵
抗R2，R3の直列回路および抵抗R5、コンデンサ
C1の直列回路が夫々並列に接続され、コンパレ
ータCP1の反転入力端子は抵抗R2，R3の接続点
に、非反転入力端子は抵抗R5、コンデンサC1の
接続点に夫々接続されており、更にコンパレータ
CP1の反転入力端子は抵抗R4、トランジスタQ2
の直列回路を介して、非反転入力端子はトランジ
スタQ3を介して夫々接地されている。また、ト
ランジスタQ2，Q3のベースは夫々抵抗R6，R7を
介してコンパレータCP1の出力端子に接続され、
この出力端子は抵抗R8を介して後続する保持回
路３４のトランジスタQ5のベースに接続されて
いる。一方、比較部３３で電源・接地間に抵抗
R9，R10の直列回路が接続され、コンパレータ
CP2の反転入力端子は抵抗R9，R10の接続点に、
非反転入力端子は検出入力端子INに接続され、
出力端子は抵抗R11を介して保持回路３４のトラ
ンジスタQ6のベースに接続されている。保持回
路３４では抵抗R12、トランジスタQ4による第１
の直列回路と、抵抗R14、トランジスタQ7による
第２の直列回路が電源・接地間に互いに並列に接
続されており、トランジスタQ4のベースは抵抗
R15を介してトランジスタQ7のコレクタに、トラ
ンジスタQ7のベースは抵抗R13を介してトランジ
スタQ4のコレクタに夫々接続され、トランジス
タQ4，Q7のベースは発振部３２、比較部３３の
出力により駆動される前記トランジスタQ5，Q6
のコレクタ・エミツタを介して夫々接地されてい
る。出力部３５では制御出力端子OUTにトラン
ジスタQ8のコレクタが接続され、エミツタは接
地されると共に、ベースは抵抗R16を介して前記
保持回路３４のトランジスタQ7のコレクタに接
続されている。
しかして制御回路３のみについての動作を説明
すると、電源入力端子Ｖc.c.に直流電圧が加えられ
ると電源部３１により安定化した電源電圧が各部
に与えられ、発振部３２はコンデンサC1の充放
電により一定の周期で発振を開始する。また、比
較部３３は抵抗R9，R10によつて分圧して得られ
た比較基準電圧と検出入力端子INへ印加された
電圧とを比較し、検出入力端子INへの印加電圧
が比較基準電圧を上回るとその出力を“Ｈ”レベ
ルに転ずる。一方、保持回路３４はトランジスタ
Q5，Q6のオン・オフにより双安定動作を行うも
ので、トランジスタQ5がオンするとトランジス
タQ4→オフ、トランジスタQ7→オンとなり、逆
にトランジスタQ6がオンするとトランジスタQ4
→オン、トランジスタQ7→オフといつたように
動作する。すなわち、発振部３２の発振出力の立
上りで出力部３５のトランジスタQ8はオフし、
比較部３３の出力が“Ｈ”レベルになると再びオ
ンに転じ、その後も同様にこれを繰り返す。
すると、電源入力端子Ｖc.c.に直流電圧が加えられ
ると電源部３１により安定化した電源電圧が各部
に与えられ、発振部３２はコンデンサC1の充放
電により一定の周期で発振を開始する。また、比
較部３３は抵抗R9，R10によつて分圧して得られ
た比較基準電圧と検出入力端子INへ印加された
電圧とを比較し、検出入力端子INへの印加電圧
が比較基準電圧を上回るとその出力を“Ｈ”レベ
ルに転ずる。一方、保持回路３４はトランジスタ
Q5，Q6のオン・オフにより双安定動作を行うも
ので、トランジスタQ5がオンするとトランジス
タQ4→オフ、トランジスタQ7→オンとなり、逆
にトランジスタQ6がオンするとトランジスタQ4
→オン、トランジスタQ7→オフといつたように
動作する。すなわち、発振部３２の発振出力の立
上りで出力部３５のトランジスタQ8はオフし、
比較部３３の出力が“Ｈ”レベルになると再びオ
ンに転じ、その後も同様にこれを繰り返す。
次に、第７図に示すタイムチヤートに従つて第
５図に示した実施例の全体の動作について説明す
る。なお、各符号は第５図中に同符号にて示した
電流・電圧を示し、VBE，IBは夫々トランジスタ
Ｑのベース・エミツタ間電圧、ベース電流、VL3
は３次巻線L3の誘起電圧、ICはトランスT1の１
次電流（トランジスタＱのコレクタ電流）、I0は
２次側充電電流、VOUTは制御回路３の制御出力
端子OUTの電圧である。
５図に示した実施例の全体の動作について説明す
る。なお、各符号は第５図中に同符号にて示した
電流・電圧を示し、VBE，IBは夫々トランジスタ
Ｑのベース・エミツタ間電圧、ベース電流、VL3
は３次巻線L3の誘起電圧、ICはトランスT1の１
次電流（トランジスタＱのコレクタ電流）、I0は
２次側充電電流、VOUTは制御回路３の制御出力
端子OUTの電圧である。
しかして、端子１ａ，１ｂに商用電源の如き交
流電源が加えられると整流器DBを介して整流・
平滑された直流電圧がトランスT1の１次巻線L1
とトランジスタＱの直列回路に加わり、一方、制
御回路３の電源入力端子Ｖc.c.にもトランスT2、
ダイオードD2、コンデンサCS2によつて降圧・整
流・平滑された電源電圧が与えられる。また同時
に起動用抵抗RB1を介してトランジスタＱにベー
ス電流が供給されトランジスタＱは導通を始め３
次巻線L3の正帰還作用によりトランジスタＱは
急速にオンする。トランジスタＱがオンすると、
そのコレクタ電流（トランスT1の１次電流）ICは
直線的に増加を続けるが、その電流値はトランジ
スタＱと直列に挿入された抵抗REによつて検出
され、一定値に達すると制御回路３によりトラン
ジスタＱのベースは接地レベルにクランプされて
オフに転じ、１次電流ICの最大値ICPKは一定に保
たれる。なお、トランジスタＱのオフ時には３次
巻線L3に発生する逆起電力によりトランジスタ
Ｑのターンオフはいつそう速められ、スイツチン
グロスも極めて少ない。一方、トランスT1の２
次側においては、ダイオードD1の極性によりト
ランジスタＱのオン期間には導通せず、トランジ
スタＱがオフしてからエネルギーの放出が行わ
れ、２次電池Ｂに充電電流を供給する。また、制
御回路３は一定の期間クランプを続けた後、再び
トランジスタＱのベースを解放し、発振周期も一
定に制御するので、１次電流ICの最大値ICPKが一
定に保たれ、電源電圧の大巾な変化に対しても一
定の充電電流を２次電池Ｂへ供給することができ
る。
流電源が加えられると整流器DBを介して整流・
平滑された直流電圧がトランスT1の１次巻線L1
とトランジスタＱの直列回路に加わり、一方、制
御回路３の電源入力端子Ｖc.c.にもトランスT2、
ダイオードD2、コンデンサCS2によつて降圧・整
流・平滑された電源電圧が与えられる。また同時
に起動用抵抗RB1を介してトランジスタＱにベー
ス電流が供給されトランジスタＱは導通を始め３
次巻線L3の正帰還作用によりトランジスタＱは
急速にオンする。トランジスタＱがオンすると、
そのコレクタ電流（トランスT1の１次電流）ICは
直線的に増加を続けるが、その電流値はトランジ
スタＱと直列に挿入された抵抗REによつて検出
され、一定値に達すると制御回路３によりトラン
ジスタＱのベースは接地レベルにクランプされて
オフに転じ、１次電流ICの最大値ICPKは一定に保
たれる。なお、トランジスタＱのオフ時には３次
巻線L3に発生する逆起電力によりトランジスタ
Ｑのターンオフはいつそう速められ、スイツチン
グロスも極めて少ない。一方、トランスT1の２
次側においては、ダイオードD1の極性によりト
ランジスタＱのオン期間には導通せず、トランジ
スタＱがオフしてからエネルギーの放出が行わ
れ、２次電池Ｂに充電電流を供給する。また、制
御回路３は一定の期間クランプを続けた後、再び
トランジスタＱのベースを解放し、発振周期も一
定に制御するので、１次電流ICの最大値ICPKが一
定に保たれ、電源電圧の大巾な変化に対しても一
定の充電電流を２次電池Ｂへ供給することができ
る。
しかして、上記動作において、本発明ではトラ
ンスの３次巻線L3に発生する電圧を抵抗RC′，
RIN′で分圧し、抵抗REに発生する電圧を加算し
て検出入力端子INに加えることにより抵抗RC′，
RIN′による分圧電圧がトランスT1の１次巻線の
電圧すなわち電源電圧を整流した電圧に比例して
加算されるために、抵抗REに発生する電圧が電
源電圧の瞬時値が高くなる程抵抗REに発生する
電圧が低い所において、トランジスタＱのベース
をクランプして、トランジスタＱをOFFにする。
よつて各周期における出力は、電圧の瞬時値に比
例して低下し、第３図に示した特性が得られるも
のである。
ンスの３次巻線L3に発生する電圧を抵抗RC′，
RIN′で分圧し、抵抗REに発生する電圧を加算し
て検出入力端子INに加えることにより抵抗RC′，
RIN′による分圧電圧がトランスT1の１次巻線の
電圧すなわち電源電圧を整流した電圧に比例して
加算されるために、抵抗REに発生する電圧が電
源電圧の瞬時値が高くなる程抵抗REに発生する
電圧が低い所において、トランジスタＱのベース
をクランプして、トランジスタＱをOFFにする。
よつて各周期における出力は、電圧の瞬時値に比
例して低下し、第３図に示した特性が得られるも
のである。
なお、勾配は抵抗RC′，RIN′の分圧比を変える
ことにより自由に設定できる。
ことにより自由に設定できる。
以上の通り本発明によれば、電流検出用抵抗を
介して入力電圧が加えられる制御回路の検出入力
端子に分圧回路を接続し、この分圧回路の分圧電
圧を電流検出用抵抗によつて発生する電圧に加算
せしめ、各周期における出力を電源電圧の瞬時値
に比例して低下するようにしたから、リツプル電
圧が大きくも100V／200V地域でも出力の充電電
流が一定となり、かつ大型の平滑コンデンサが小
さくて済むために一層の小型化が可能になる。
介して入力電圧が加えられる制御回路の検出入力
端子に分圧回路を接続し、この分圧回路の分圧電
圧を電流検出用抵抗によつて発生する電圧に加算
せしめ、各周期における出力を電源電圧の瞬時値
に比例して低下するようにしたから、リツプル電
圧が大きくも100V／200V地域でも出力の充電電
流が一定となり、かつ大型の平滑コンデンサが小
さくて済むために一層の小型化が可能になる。
また、従来の制御回路のもつ動作遅れは100V
と200Vにおいて出力電流の差が生じるがその補
正も同時に可能となる利点がある。
と200Vにおいて出力電流の差が生じるがその補
正も同時に可能となる利点がある。
第１図は従来の定電流回路を有する充電装置の
直流入力電圧に対する出力電流の特性図、第２図
はその出力充電電流波形、第３図は本発明の直流
入力電圧に対する出力電流の特性図、第４図はそ
の出力充電電流波形、第５図は本発明の一実施
例、第６図は本発明に適用される制御回路の具体
例、第７図は本発明の動作説明図である。 ３……制御回路、３１……電源部、３２……発
振部、３３……比較部、３４……保持回路、３５
……出力部、３６……低電圧保護回路、Ｔ，T1，
T2……トランス、Ｑ，Q1〜Q10……トランジス
タ、CP1，CP2……コンパレータ、R1〜R20，
RB1，RB2，RC，RC′，RE，RIN′……抵抗、C1，
CS1，CS2，CC……コンデンサ、Ｂ……２次電池、
D1，D2……ダイオード、DB……整流器、L1，
L2，L3……巻線。
直流入力電圧に対する出力電流の特性図、第２図
はその出力充電電流波形、第３図は本発明の直流
入力電圧に対する出力電流の特性図、第４図はそ
の出力充電電流波形、第５図は本発明の一実施
例、第６図は本発明に適用される制御回路の具体
例、第７図は本発明の動作説明図である。 ３……制御回路、３１……電源部、３２……発
振部、３３……比較部、３４……保持回路、３５
……出力部、３６……低電圧保護回路、Ｔ，T1，
T2……トランス、Ｑ，Q1〜Q10……トランジス
タ、CP1，CP2……コンパレータ、R1〜R20，
RB1，RB2，RC，RC′，RE，RIN′……抵抗、C1，
CS1，CS2，CC……コンデンサ、Ｂ……２次電池、
D1，D2……ダイオード、DB……整流器、L1，
L2，L3……巻線。
Claims (1)
- １ トランスの１次巻線とスイツチング素子との
直列回路を交流電源を整流して得られた直流電源
に接続し、前記スイツチング素子をオン・オフ駆
動することにより前記トランスの２次巻線に得ら
れた電力を整流して２次電池を充電する充電回路
において、前記スイツチング素子の制御端に正帰
還接続されかつ前記トランスと磁気的結合にある
３次巻線を接続し、前記スイツチング素子に流れ
る電流を検出する電流検出用抵抗を該スイツチン
グ素子と直列に挿入し、前記電流検出用抵抗の一
端と前記スイツチング素子との接続点を分圧回路
を介して前記３次巻線の一端に接続し、前記電流
検出用抵抗の検出電圧に前記分圧回路の分圧電圧
を加算して制御回路の検出入力端子に加えるよう
に接続し、かつ前記制御回路の出力端子及び接地
端子は前記検出入力端子への入力に対応して前記
スイツチング素子の制御端を接地レベルにクラン
プするように接続され、前記スイツチング素子の
オン・オフ繰り返し周期を一定に保ち、かつ前記
交流電源の電圧に応じてオン時間を適切に制御し
て前記２次電池への充電電流を一定に制御したこ
とを特徴とする100V／200V電源地域共用充電回
路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56204046A JPS58103837A (ja) | 1981-12-16 | 1981-12-16 | １００ｖ／２００ｖ電源地域共用充電回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56204046A JPS58103837A (ja) | 1981-12-16 | 1981-12-16 | １００ｖ／２００ｖ電源地域共用充電回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58103837A JPS58103837A (ja) | 1983-06-21 |
| JPH0132755B2 true JPH0132755B2 (ja) | 1989-07-10 |
Family
ID=16483850
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56204046A Granted JPS58103837A (ja) | 1981-12-16 | 1981-12-16 | １００ｖ／２００ｖ電源地域共用充電回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58103837A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0757071B2 (ja) * | 1985-11-22 | 1995-06-14 | 松下電工株式会社 | 充電回路 |
| JP2566289B2 (ja) * | 1988-05-30 | 1996-12-25 | 株式会社テック | 充電回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5836589A (ja) * | 1981-08-24 | 1983-03-03 | ブラザー工業株式会社 | 自動制御ミシン |
-
1981
- 1981-12-16 JP JP56204046A patent/JPS58103837A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58103837A (ja) | 1983-06-21 |
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