JPH0135176B2

JPH0135176B2 -

Info

Publication number: JPH0135176B2
Application number: JP56109503A
Authority: JP
Inventors: Koichi Shimojo
Original assignee: SHIGUMA EREKUTORONIKUSU PURANNINGU KK
Current assignee: SHIGUMA EREKUTORONIKUSU PURANNINGU KK
Priority date: 1981-07-15
Filing date: 1981-07-15
Publication date: 1989-07-24
Also published as: JPS5813162A

Description

【発明の詳細な説明】本発明は補助電源付きの内燃エンジン点火装置
に関し、特に、放電ギヤツプにおける火花放電の
制御を確実にし、かつ消費電力の低減を実現した
補助電源付きの内燃エンジン点火装置に関する。

第１図に、従来の補助電源付きの内燃エンジン
点火装置の概略ブロツク図を示す。

図において、１は一次巻線１１および二次巻線
１２を有する点火コイル、２は、内燃機関の回転
に同期して回転するロータリマグネツト２１およ
びこれと電磁的に結合されたピツクアツプコイル
２２よりなるセンサである。

３は、センサ２の出力によつて制御され、点火
コイル１の一次巻線１１に流れる電流を、内燃エ
ンジンの回転に同期して断続する半導体点火モジ
ユールである。半導体点火モジユールは、現在一
般に広く使用されており、また本発明の要部では
ないので、その内部構造の詳細については説明を
省略する。

４は、点火コイル１の一次巻線１１とバツテリ
５との間に直列に挿入されたメインスイツチであ
る。６は、メインスイツチ４の閉成時にバツテリ
５によつて付勢され、高圧直流電圧を発生する
DC−DCコンバータ、C₁はDC−DCコンバータの
出力コンデンサである。なお、前記DC−DCコン
バータ６としては、任意のものが使用可能であ
る。

７はデイストリピユータ、８は放電ギヤツプ、
９は回転数検出モジユールである。なお、回転数
検出モジユール９も、現在広く用いられているも
のがそのまま利用でき、また本発明の要部ではな
いので、その内部構造の詳細については説明を省
略する。

図から明らかなように、DC−DCコンバータ６
の直流出力は、点火コイル１の二次コイル１２と
直列に接続され、放電ギヤツプ８に火花放電を生
じたときに、放電電流に重畳する付加電流を供給
し、これによつて前記火花放電を増強し、内燃エ
ンジンの動作をより確実にする作用を果してい
る。

回転数検出モジユール９は、点火コイル１の一
次巻線１１に流れる電流の断続を検知し、これに
基づいて、内燃エンジンの回転数を検出する。こ
のようにして検出された回転数は、内燃エンジン
の燃料供給量制御やその他の制御に利用される。

第１図および以上の説明から明らかなように、
DC−DCコンバータ６は、メインスイツチ４が閉
成されると直ちに動作し始め、その出力に直流高
電圧を発生する。そして、メインスイツチ４が開
放されるまで、その動作を継続する。すなわち、
点火栓の放電ギヤツプ８に放電が発生しておら
ず、補助電源の機能が必要とされない期間におい
ても、電圧変換作用を行なつており、それだけ無
駄に電力を消費していることになる。

特に、車載用内燃エンジンのように、電源容量
を余り大きくできない制約があるような場合に
は、できるだけ無用な電力を消費しないような対
策が望まれる。

のみならず、一般に、DC−DCコンバータ６の
出力直流電圧は、原交流波型に存在するスパイク
波型部分の影響を受け、放電の生じない無負荷運
転の時間が長い場合に、前記スパイク状成分が出
力コンデンサＣに蓄積されて、出力コンデンサＣ
の端子電圧が過大となり、絶縁破壊を生じたり、
放電強化が行き過ぎて放電ギヤツプ８が損傷した
りするおそれがある。

さらに又、エンジンが回転し、火花放電が次々
に継続して発生している場合でも、補助電源とし
てのDC−DCコンバータが連続動作していると、
その放電増強効果によつて、放電接続時間が延長
され、その結果、デイストリビユータの切換時期
においても放電が停止しなくなる。そして、デイ
ストリビユータのロータアームと固定セグメント
との間に異常に大きな放電スパークを発生し、ロ
ータアームや固定セグメントの焼損を招くおそれ
も生ずる。

本発明の目的は、前述した省電力の要望に応
え、かつ補助電源部や放電ギヤツプ、デイストリ
ビユータ等の損傷を防止することのできる補助電
源付きの内燃エンジン点火装置を提供することに
ある。

前記の目的を達成するために、本発明において
は、点火コイルの二次巻線に流れる放電電流を検
出し、その放電検出パルス発生よりも第１予定時
間前に補助電源を起動させ、前記放電検出パルス
の発生から第２予定時間後に補助電源（DC−DC
コンバータ）の動作を停止させるようにしてい
る。

本発明において、第１および第２予定時間の和
を放電検出パルスの発生周期以上に選定すれば、
点火コイルの二次巻線に放電電流が流れて、−す
なわち、放電ギヤツプに実際に放電が生じて、エ
ンジンが作動している間中継続して補助電源を作
動させ、エンジンの不作動時には補助電源の作動
を停止させるようにすることができる。

また、本発明において、第１および第２予定時
間の和を放電検出パルスの発前周期よりも短く選
定すれば、放電検出パルスの発生周期のうちで
も、実際に火花放電の補強が必要な期間だけ、補
助電源を作動させ、その他の期間は補助電源の作
動を禁止して、なお一層の省電力化をはかること
ができ、さらにその上に、補助電源部や放電ギヤ
ツプ、デイストリビユータ等の損傷を防止するこ
とができる。

第２図に本発明の一実施例の要部ブロツク図を
示す。図において、第１図と同一の符号は同一ま
たは同等部分をあらわす。R₁はDC−DCコンバ
ータ（補助電源）６の出力側に接続されたコンデ
ンサC₁および点火コイル１の二次巻線１２と直
列に接続されたインピーダンス（この例では抵
抗）、１０はコンデンサC₂と抵抗R₂よりなり、前
記インピーダンスR₁の両端に生ずる電圧を微分
する回路である。

２０は前記微分回路１０から出力されるパルス
の発生周期T_iを計測する放電パルス間隔測定器、
１３はパルス発生周期T_iに第１の係数α（ただし、
αは１より小）を乗算する第１乗算器、１４はパ
ルス発生周期T_iに第２の係数（α＋β）（ただし
α＋βは１より大でない）を乗算する第２乗算器
である。

１５は前記第１乗算器１３の出力積T_i・αをプ
リセツトされる第１タイマ、１６は前記第２乗算
器１４の出力積T_i・（α＋β）をプリセツトされ
る第２タイマである。１８は微分回路１０の出力
（放電検出パルス）によつてトリガされるリトリ
ガブルモノマルチ回路、１９はオア回路である。
１７は第１タイマ１５の出力とリトリガブルモノ
マルチ回路１８の出力との論理和によつてリセ
ツトされ、第２タイマ１６の出力でセツトされる
フリツプフロツプである。

つぎに、第３図のタイムチヤートを参照して、
第２図の実施例装置の動作を説明する。

メインスイツチ４が投入され、適宜の方法によ
つてエンジンが始動されると、放電ギヤツプ８に
放電を生ずる。この放電電流はインピーダンス
R₁を流れるので、その両端に、第３図ａで示す
ような電圧を生ずる。前記電圧は、微分回路１０
によつて微分されるので、微分出力として、第３
図ｂのような放電検出パルスP₀，P₁，P₂……が
出力される。

始動時には、初期条件として、第１および第２
タイマ１５，１６は“０”に初期セツトされ、フ
リツプフロツプ１７はリセツトされる。このた
め、最初の放電検出パルスP₀では、前記の両タ
イマ１５，１６は何の出力も生じない。

また、フリツプフロツプ１７がリセツトされて
いるので、そのＱ出力（すなわち、DC−DCコン
バータ６のイネーブル信号）ESは、第３図ｄに
示すように、ローレベル“０”である。したがつ
て、DC−DCコンバータ６はその動作を停止した
ままである。

なお、DC−DCコンバータ１７の作動を停止す
る手段としては、作動電源をオフにすること、ス
イツチングトランジスタまたはそのドライバを不
作動にすることなど種々考えられるが、任意の手
段が利用可能である。

微分回路１０の出力パルスP₀，P₁……は、つ
ぎつぎに放電パルス間隔測定器２０に供給され、
それぞれのパルス間隔（または周期）T₁，T₂…
…が測定される。

測定されたパルス間隔T₁，T₂……T_i……は第
１および第２乗算器１３，１４に供給される。第
１乗算器１３では、定数α（ただし、αは１より
小）が乗算され、その積出力T_i・αによつて第１
タイマ１５がプリセツトされる。一方、第２乗算
器１４では、定数（α＋β）（ただし、α＋βは
１より大でない）が乗算され、その積出力T_i・
（α＋β）によつて第２タイマ１６がプリセツト
される。

第２番目の放電検出パルスP₁が発生すると、
これによつて、第１および第２タイマ１５，１６
はそれぞれT₁・αおよびT₁（α＋β）にプリセツ
トされる。

放電検出パルスP₁の発生からT₁・α時間後に、
第１タイマ１５がカウントアツプして出力を生ず
る。しかし、前述のように、このときは、フリツ
プフロツプ１７はリセツト状態にあるので、その
Ｑ出力はローレベル“０”のままで、何ら変化を
生じない。すなわち、DC−DCコンバータ６はな
お不作動のままである。

放電検出パルスP₁の発生からT₁・（α＋β）時
間後に、第２タイマ１６がカウントアツプして出
力を生ずる。これによつて、第３図のｃに示すよ
うに、フリツプフロツプ１７がセツトされ、その
Ｑ出力がハイレベル“１”となる。その結果、
DC−DCコンバータ６が動作状態となり、その出
力に直流高電圧を発生して、放電ギヤツプ８にお
ける火花放電の補強が行なわれる。

放電検出パルスP₁とP₂の間の周期T₂が、放電
パルス間隔測定器２０で測定されると、これに基
づいて、第１および第２タイマ１５，１６のプリ
セツト値の更新が行なわれる。

第３番目の放電検出パルスP₂によつて、第１
タイマ１５はT₂・αにプリセツトされ、その時
間が経過した時に、第１タイマ１５が出力を生じ
てフリツプフロツプ１７をリセツトする。したが
つて、そのＱ出力がローレベル“０”になり、
DC−DCコンバータ６は作動を停止する。

以上のくり返しによつて、第３図ｃから明らか
なように、DC−DCコンバータ６は、第（ｉ＋
１）番目の放電検出パルスP_iの発生よりT_i-1・
（１−α−β）時間前に動作を開始し、第（ｉ＋
１）番目の放電検出パルスP_iの発生からT_i・α時
間後にその動作を停止する。というように断続的
に作動・停止をくり返すことになる。

したがつて、αを0.2〜0.3程度、βを0.3〜0.5
程度に選んでおけば、放電ギヤツプ８における火
花放電の開始の少し前に、補助電源よりの直流電
圧が発生し、火花放電の生起と共に遅滞なく火花
強化が行なわれ、また所定の時間経過後前記直流
電圧が消滅するので、火花放電は確実に消孤し、
極めて理想的な火花放電の補強が実現される。の
みならず、必要最小限の期間だけDC−DCコンバ
ータを作動させるので、省電力の効果に著しいも
のがある。

また、放電ギヤツプ８における火花放電が適正
なタイミングで確実に停止されるので、補助直流
電源による火花強化に付随して生じがちなデイス
トリビユータの過熱、焼損などを完全に防止する
ことができる。

なお、第２図中に点線で示したように、インピ
ーダンスR₁に並列にコンデンサを接続しておけ
ば、DC−DCコンバータ６の直流一次側のスイツ
チングに起因して直流高圧出力中に含まれるパル
ス状波形による誤動作を防止することができる。

さらに、第２図の実施例では、メインスイツチ
４が閉じたままでエンジンが停止した場合は、放
電パルスが消滅した後、リトリガブルモノマルチ
回路１８の設定出力時間（放電パルス発生の最大
周期よりも長い時間に選ばれる）が経過した後
に、その出力がハイレベルとなるので、フリツ
プフロツプ１７は確実にリセツトされる。これに
より、DC−DCコンバータは確実に停止される。

つぎに、第２図の実施例における特定の作動モ
ードとして、第１および第２乗算器１３，１４の
係数を、 α＜１ α＋β＝１ ……(1) (1)式のように選定した場合について説明する。

一般に、内燃エンジンの加速度減速度はあまり
大きいものではなく、したがつて、放電検出パル
スの発生周期T_iは、本来急激に変化するものでは
ないので、実質上T_iとT_i+1とは等しいとみなすこ
とができる。

それ故に、前記(1)式の条件の下では、フリツプ
フロツプ１７がセツトされるタイミングは、常に
放電検出パルスの発生タイミングとほぼ合致する
ことになる。したがつて、フリツプフロツプ１７
のＱ出力は、第３図ｄに示すようになり、これと
同じタイミングでDC−DCコンバータ６の動作が
制御されることになる。

すなわち、放電ギヤツプ８における火花放電の
発生と同時にDC−DCコンバータ６が付勢されて
補助直流高電圧が発生し、第１タイマ１５のプリ
セツト値によつて決まる時間α・T_iが経過した後
に、DC−DCコンバータ６の付勢が停止され、補
助直流高電圧の発生が停止される。

なお、前記の作動モードを実施する場合は、第
２図における第２乗算器１４、第２のタイマ１６
およびリトリガブルモノマルチ回路１８などは省
略することができる。この場合の要部ブロツク図
を第４図に示す。同図において、第２図と同一の
符号は同一または同等部分をあらわしている。

第４図の装置の動作はつぎのとおりである。第
３図のｂに示す放電検出パルスによつてタイマ１
５を起動し、同時にフリツプフロツプ１７をセツ
トする。これによつて、DC−DCコンバータ６を
作動させるためのイネーブル信号ESを発生させ
る。

一方、乗算器１３によつてT_i・αの演算を行な
い、その積出力でタイマ１５をセツトする。そし
て、タイマ１５がT_i・αまでカウントしたとき、
前記フリツプフロツプ１７をリセツトして前記イ
ネーブル信号ESを消滅させる。これによつて、
火花放電の必要な期間に限つて補助直流高圧によ
る火花の補強が行なわれるようになる。

さらにまた、第４図のタイマ１５として、プリ
セツトによつて出力を発生し、カウントアツプに
よつて出力を消滅するものを用いれば、フリツプ
フロツプ１７も省略することができる。明らかな
ように、この場合は、構成を大幅に簡略化して、
第２図の場合とほぼ同様の作用効果を達成するこ
とができる。

以上に述べた第２図および第４図の回路構成は
計算機を用いることによつて、容易に実施するこ
とができる。

つぎに、第２図の回路構成をハード回路によつ
て実施する場合について述べる。第５図はその詳
細ブロツク図、第６図は、第５図のさらに一部の
詳細回路図である。

なお、後述する説明から明らかなように、この
実施例では、第２図のフリツプフロツプ制御部分
を、第７図の概略ブロツク図のように変形してい
るので、まず第７図について説明する。

第７図において、第２図と同一の符号は同一ま
たは同等部分をあらわしている。２５は第１タイ
マ１５の出力を微分する微分回路、１４ＡはT_i・
βを演算する乗算器、１６Ａは微分回路２５の出
力で起動され、それからT_i・β時間後−したがつ
て、放電パルスの発生からT_i・（α＋β）時間後
に出力を発生する第２タイマである。

明らかなように、第７図の回路は、第２図と全
く同じように動作する。

第５図および第６図において、１０１，１０２
は、例えば「NE555」として市販されているIC、
１０３は例えば「SN74122」として市販されてい
るIC、Q₁，Q₂，Q₁₀，Q₂₀はトランジスタ、CP₁
〜CP₄は第１〜第４のコンパレータ、IN₁，IN₂
は第１、第２のインバータ、FF₁，FF₂は第１、
第２のフリツプフロツプである。また、こゝで、
抵抗R₀₁〜R₀₃の値はそれぞれ等しく、かつ抵抗
R₀₄〜R₀₆の値もそれぞれ等しく選ばれているも
のとする。

つぎに第８図を参照して、第５，６図の実施例
回路の動作を説明する。

第５，６図において、エンジンの作動時には、
火花放電が発生する度に、第８図ａに示すよう
に、微分回路１０から周期T_iの放電検出パルスが
発生される。この放電検出パルスはトランジスタ
Q₁のベースに供給され、これをごく短時間の間
導通させる。それ故に、トランジスタQ₁のコレ
クタ電圧−すなわち、第１コンパレータCP₁の反
転入力は、第８図ｂに示すように、トランジスタ
Q₁の導通期間中は“０”レベルになる。

いま、初期条件として、コンデンサC₁₁が、抵
抗R₁₁およびR₁₂を介して電源Vrefから充電され
ているものとする。

トランジスタQ₁の導通によつて、第１コンパ
レータCP₁の反転入力が“０”レベルになると、
第１コンパレータCP₁の正入力の方が大となるの
で、第１コンパレータが出力を生じ、フリツプフ
ロツプFF₁がセツトされる。

それ故に、そのＱ出力がハイレベルになり、イ
ンバータIN₁の出力は、第８図ｃのように、ロー
レベルとなる。

一方、これと同時に、IC１０１の内部のトラ
ンジスタQ₁₀が導通するので、コンデンサC₁₁の電
荷は、抵抗R₁₂、トランジスタQ₁₀を経て、時定
数R₁₂・C₁₁で、第８図ｅに示すように放電する。

コンデンサC₁₁の端子電圧−すなわち、第２の
コンパレータCP₂の反転入力のレベルが予定の電
位（この例では電源電圧Vccの約1/3）まで低下
すると、前記コンパレータCP₂の正入力の方が高
くなる。これにより、第２のコンパレータCP₂が
出力を生じてフリツプフロツプFF₁をリセツト
し、そのＱ出力をローレベルに、またインバータ
IN₁の出力を、第８図ｃのように、ハイレベルに
する。

これと同時に、IC１０１の内部のトランジス
タQ₁₀が非導通となり、コンデンサC₁₁の放電が停
止される。そして、コンデンサC₁₁は、抵抗R₁₁お
よびR₁₂を介して時定数（R₁₁＋R₁₂）C₁₁で第８図
ｅに示すように、電源Vrefから再び充電される。

したがつて、第１のインバータIN₁の出力−す
なわち、第１のIC１０１の出力端子には、第
８図のｃに示すように、放電検出パルスの発生と
同時に立下り、それからα・T₁時間後に立上る
矩形パルスが得られる。

このようにして得られた第８図ｃの矩形波パル
スは、第２の微分回路１１０に加えられる。第５
図、第６図から明らかなように、第２のトランジ
スタQ₂およびIC１０２の回路は、第１のトラン
ジスタQ₁およびIC１０１の回路と同一の構成で
あり、その動作も同様である。

すなわち、第８図ｃに示す矩形波の正微分パル
スｄによつて、第２のトランジスタQ₂が導通さ
れ、そのコレクタ電位が同図ｆのように変化す
る。これによつて、前述と同様に、第２のフリツ
プフロツプFF₂がセツト、リセツトされ、第２の
コンデンサC₂₁が、同図ｇのように充放電される。

そして、第２のインバータIN₂の出力−すなわ
ち、第２のIC１０２の出力として、同図ｈの矩
形波が得られる。

図から明らかなように、前記ｈの矩形波は、放
電検出パルスから検出されてから（α＋β）T_i時
間後に立上り、α・T_i+1時間後に立下るものであ
り、第３図のｃに示したものと同一である。した
がつて、この矩形波出力によつて、補助電源であ
るDC−DCコンバータ６を制御すれば、本発明の
目的が達成される。

つぎに、第８図に矢印Ｈで示した時刻に、エン
ジンの回転が停止すると、放電検出パルスが発生
しなくなる。この場合、そのままでは、同図ｈの
制御パルスがハイレベルを維持することになる。

このため、この実施例では、第５図に示したよ
うに、放電検出パルスでトリガされるリトリガブ
ルモノマルチ回路１０３を設けている。

このリトリガブルモノマルチ回路１０３は、第
８図ｊのように、放電検出パルスが発生している
間はハイレベル信号を出力し、前記検出パルスが
発生しなくなつてから△時間（ただし、△は放電
検出パルスの最大周期よりも長く選ばれる）経過
後に、ローレベル信号を発生する。

そして、前記の出力信号を、第６図に明示した
ように、第２のフリツプフロツプFF₂に供給し、
前記出力信号の立下りによつてこのフリツプフロ
ツプFF₂をセツトし、DC−DCコンバータの制御
出力をローレベルに低下させる。

なお、第５図、第６図の回路構成においては、
エンジンの回転数が低下すると、放電検出パルス
の発生周期が長くなる。この場合は、コンデンサ
C₁₁，C₂₁の充電時間が長くなり、充電電圧が、高
くなると共に、放電時間も長くなる。

これに伴なつて、フリツプフロツプFF₁，FF₂
がリセツトされている期間およびイネーブル信号
ESがハイレベルとなつている期間は、いずれも
長くなる。それ故に、放電検出パルスの発生周期
に対するイネーブル信号ESの出力期間の比−す
なわち、デユーテイ比は、エンジンの回転数に関
係なく、ほぼ一定に保たれる。

その理由を、つぎに、より詳細に説明する。第
５，６，８図およびその説明から明らかなよう
に、コンデンサC₁₁，C₂₁の端子電圧は、それぞれ
の充電時間すなわち（１−α）T_i、（１−β）T_i
と１次関係にある。

また、放電時間α・T_i、β・T_iは、コンデンサ
C₁₁，C₂₁の端子電圧と１次関係にあるから、結局
充放電時間の比は充放電電流の比−すなわち、充
放電抵抗の比となる。したがつて、(2)(3)式が成立
する。これらの式の右辺は周期T_iを含まないか
ら、α、βは周期T_iには無関係に決定され、これ
により求める制御信号が得られたことになる。

（１−α）T_i／αT_i≒R₁₁＋R₁₂／R₁₂……(2) （１−β）T_i／βT_i≒R₂₁＋R₂₂／R₂₂……(3) なお、ここで、充電抵抗（R₁₁＋R₁₂）および
（R₂₁＋R₂₂）に供給する電源電圧Vrefを、第１お
よび第３コンパレータのスレツシヨルド電圧（≒
２／３Vcc）よりわずかに低く設定して置くと、コ
ンデンサC₁₁，C₂₁の最高端子電圧は、必らずそれ
以下に抑えられるので、フリツプフロツプFF₁，
FF₂は、トランジスタQ₁，Q₂に放電検出パルス
またはトリガパルスが供給されない限りセツトさ
れない。

従つて第５，６図に於けるイネーブル信号ES
は、放電検出パルスが入らない限り常にローレベ
ルに保たれる。それ故にフリツプフロツプFF₁，
FF₂の初期リセツトは不要である。

つぎに、第４図に示した実施例を実施するのに
好適な具体的回路例を第９図に示す。第６図と比
較すれば明らかなように、第９図の回路は、第６
図の前段のタイマ回路（α・T_iの演算部）と同一
であり、その動作も同一である。

すなわち、第１０図の波形図に示すように、放
電検出パルス−同図ａ−によつて、同図ｂのよう
に、トランジスタQ₁が短時間導通される。この
ときの第１コンパレータCP₁の出力によつて、フ
リツプフロツプFF₁がセツトされる。−同図ｃ。

その結果、トランジスタQ₁₀が導通し、コンデ
ンサC₁₁が抵抗R₁₂とトランジスタQ₁₀とを介して
放電し、その端子電圧が同図ｄのように低下す
る。

一方、フリツプフロツプFF₁のＱ出力は、イン
バータIN₁およびIN₂を介し、補助直流電源（DC
−DCコンバータ）のイネーブル信号ESとして出
力される。

コンデンサC₁₁の端子電圧が、電源電圧Vccの
約1/3まで低下すると、第２コンパレータCP₂が
出力を生じて、FF₁をリセツトする。これによ
り、イネーブル信号ESは立下がり、補助直流電
源の作動を停止させる。一方、トランジスタQ₁₀
がカツトオフとなり、コンデンサC₁₁は、電源
Vrefから抵抗R₁₁およびR₁₂を介して充電される。

この場合、第５図、第６図に関して前述したの
と同様に、コンデンサＣの端子電圧は、充電時間
即ち（１−α）T_iと１次関係にある。また放電時
間α・T_iは、コンデンサＣの端子電圧と１次関係
にあるから、結局充放電時間の比は充放電電流の
比即ち充放電抵抗の比となる。従つて次の(4)式が
成立する。

この式の右辺は周期T_iを含まないから、αは周
期T_iには無関係に決定され、これにより求める制
御信号が得られたことになる。

（１−α）T_i／αT_i≒R₁₁＋R₁₂／R₁₂……(4) なお、こゝで充電抵抗（R₁₁＋R₁₂）に供給す
る電源電圧Vrefを、第１コンパレータのスレツ
シヨルド電圧（≒2/3Vcc）よりわずかに低くし
て置くと、フリツプフロツプFF₁、トランジスタ
Q₁に放電検出パルスが供給されない限りセツト
されない。

従つて、第９図に於けるイネーブル信号ESは
放電検出パルスが入らない限り、常にローレベル
に保たれる。それ故に、フリツプフロツプFFの
初期リセツトは不要である。

さらに、本発明の他の実施例として、放電検出
パルスが継続している間は、補助直流電源を連続
して作動させ、放電検出パルスが出なくなつてか
ら予定時間後に、補助直流電源の作動を停止され
るものがある。

これは、明らかなように第４図において、係数
αを１より大に設定した場合に該当する。

また、このような補助直流電源の制御は、第１
１図によつても実施することができる。図におい
て、１０は第２図や第４図等におけると同様の微
分回路、１０４はその出力パルス時間を、放電検
出パルスの最大周期よりも大きく設定されたリト
リガブルモノマルチ回路である。

図から明らかなように、リトリガブルモノマル
チ回路１０４は、微分回路１０の出力である放電
検出パルスによつてトリガされるので、前記放電
検出パルスが継続して発生されている間は、その
出力−すなわち、イネーブル信号ESをハイレベ
ルに保持する。

したがつて、この間中、補助直流電源は付勢さ
れ続ける。そして、放電検出パルスの発生が止ん
でから、ある所定の時間が経過した後に、リトリ
ガブルモノマルチ回路１０４の出力パルス−即ち
イネーブル信号ESはローレベルになり、補助直
流電源の付勢が絶たれる。

以上の説明から明らかなように、本発明によれ
ば、補助直流電源（DC−DCコンバータ）の動作
期間を所望のタイミングのみに制限することがで
きるので、消費電力を低減し、省電力を実現する
ことができる。さらに、補助直流電源の付勢を放
電検出パルスの各サイクルで一旦停止させるよう
にした場合においては、補助電源の動作タイミン
グを必要な火花放電期間に限定することができる
ので、火花放電の停止を確実にし、デイストリビ
ユータの過熱、焼損等を防止できる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の補助電源付き内燃エンジン点火
装置の概略ブロツク図、第２図は本発明の第１実
施例の要部を示すブロツク図、第３図は第２図の
装置の動作を説明するためのタイムチヤート、第
４図は本発明の第２実施例の要部を示すブロツク
図、第５図は第２図の実施例をハード回路で実現
したブロツク図、第６図は第５図の詳細ブロツク
図、第７図は第５，６図の構成を説明するための
概略ブロツク図、第８図は第５，６図の装置の動
作を説明するためのタイムチヤート、第９図は本
発明の第３実施例の要部を示すブロツク図、第１
０図はその動作を説明するためのタイムチヤー
ト、第１１図は本発明の第４実施例の要部を示す
ブロツク図である。１……点火コイル、４……メインスイツチ、６
……DC−DCコンバータ、８……放電ギヤツプ、
１０……微分回路、１３……第１乗算器、１４…
…第２乗算器、１５……第１タイマ、１６……第
２タイマ、１７……フリツプフロツプ、１８……
リトリガブルモノマルチ回路、２０……放電パル
ス間隔測定器、１０４……リトリガブルモノマル
チ回路。

Claims

【特許請求の範囲】１内燃エンジンの回転に同期して、そこを通る
電流が断続される一次巻線、および点火栓の放電
ギヤツプに接続された二次巻線を有する４端子型
の点火コイルと、前記二次巻線に直列に直結された直流補助電源
と、前記二次巻線に流れる放電電流を検出して放電
検出パルスを発生する放電電流検出手段と、放電検出パルスの発生周期Tiを検知する手段
と、放電検出パルスの発生から（α＋β）Ti［ただ
し、α、βは共に１より小さい正数で、（α＋β）
は１より大でない］時間後にはじまり、前記放電
検出パルスの直後の放電検出パルスの発生から
α・Ti＋１時間後に終了するイネーブル信号を
発生する手段と、前記イネーブル信号が継続している期間だけ、
前記直流補助電源を動作させる制御手段とを具備
したことを特徴とする内燃エンジン点火装置。２内燃エンジンの回転に同期して、そこを通る
電流が断続される一次巻線、および点火栓の放電
ギヤツプに接続された二次巻線を有する４端子型
の点火コイルと、前記二次巻線に直列に直結された直流補助電源
と、前記二次巻線に流れる放電電流を検出して放電
検出パルスを発生する放電電流検出手段と、放電検出パルスの発生周期Tiを検知する手段
と、放電検出パルスの発生からα・Ti［ただし、α
は１より小さい正数］時間後に第１トリガパルス
を発生するタイマ手段と、前記第１トリガパルスの発生からβ・Ti［ただ
し、βは１より小さい正数で、（α＋β）は１よ
り大でない］時間後に、第２トリガパルスを発生
する手段と、第２トリガパルスによつてセツトされ、第１ト
リガパルスによつてリセツトされるフリツプフロ
ツプと、前記フリツプフロツプの出力信号をイネーブル
信号として直流補助電源に供給する手段とを具備
したことを特徴とする内燃エンジン点火装置。３内燃エンジンの回転に同期して、そこを通る
電流が断続される一次巻線、および点火栓の放電
ギヤツプに接続された二次巻線を有する４端子型
の点火コイルと、前記二次巻線に直列に直結された直流補助電源
と、前記二次巻線に流れる放電電流を検出して放電
検出パルスを発生する放電電流検出手段と、放電検出パルスの発生周期Tiを検知する手段
と、放電検出パルスの発生からα・Ti［ただし、α
は１より大きくない正数］時間後にトリガパルス
を発生するタイマ手段と、前記放電検出パルスによつてセツトされ、前記
トリガパルスによつてリセツトされるフリツプフ
ロツプと、前記フリツプフロツプの出力信号をイネーブル
信号として直流補助電源に供給する手段とを具備
したことを特徴とする内燃エンジン点火装置。