JPH0145837B2

JPH0145837B2 -

Info

Publication number: JPH0145837B2
Application number: JP56052975A
Authority: JP
Inventors: Takuji Matsumura; Yasuo Matsuda; Hisao Amano; Hiroshi Fukui; Kazuo Pponda
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1981-04-10
Filing date: 1981-04-10
Publication date: 1989-10-04
Also published as: JPS57170075A

Description

【発明の詳細な説明】本発明はインバータ装置に係り、特に、ゲー
ト・ターンオフ・サイリスタ（以下GTOと称す
る）やパワートランジスタ等の自己消弧素子を用
いたインバータのアーム短絡を早期に検出してイ
ンバータ回路を保護するインバータ装置に関す
る。

一般に、GTOインバータにおいては、短絡保
護は重要な課題の１つであり、この短絡保護には
アーム短絡および負荷短絡に対する保護があり、
アーム短絡および負荷短絡の何れもインバータを
構成するGTOに過大な電流が流れ、ついには破
壊に至る。更に、電源短絡によつて、事故が波及
する場合があり、このような短絡事故に対する保
護回路は、インバータ装置では必ず設けられてい
る。

従来のインバータ装置は第１図に示す如き構成
を有している。すなわち、交流の受電電源１から
供給された交流電源は整流器２において直流に整
流される。この整流器２に並列に平滑コンデンサ
３が接続されている。また、この平滑コンデンサ
３には速断ヒユーズ８を介してサイリスタインバ
ータ６が接続されている。このサイリスタインバ
ータ６の（−）側には限流リアクトル４と還流ダ
イオード５の並列回路を介して平滑コンデンサ３
が接続されている。また、サイリスタインバータ
６には負荷７が接続されている。このように、従
来のサイリスタインバータの短絡時の主電流の立
上りを抑えるために回路に限流リアクトルが挿入
されている。サイリスタの場合はスイツチング速
度がGTOに比し遅いので、前記限流リアクトル
と、高速で溶断する速断ヒユーズ８を併用して、
短絡時はヒユーズ溶断によつて保護することがで
きる。

第２図には、GTOを用いた従来のインバータ
装置が示されている。第１図と同一符号の付され
ているものは同一の部品・同一の機能を有するも
のである。図中、９はGTOインバータ回路、１
０は平滑リアクトルである。この第２図に示され
るGTOインバータ装置においても第１図図示イ
ンバータ装置と同様の方法で短絡電流を検出し、
GTOを保護することが出来る。しかし、GTOは
通常自己限流作用を持たないので、短絡事故時の
電流の上昇率を抑えるため限流リアクトルが不可
欠で、且つ、小さくできないため定常時の蓄積エ
ネルギーの処理能力に限界があり、高周波スイツ
チング動作に適さないという欠点を有している。
また、保護協調の点からヒユーズをGTOの両端
に設けなければならずヒユーズの個数が多くなり
保守が容易でないと言う欠点を有している。

第３図は他のインバータ・アーム短絡検出方式
を用いた従来のインバータ装置である。短絡サイ
リスタ１１のオン電圧により、GTOインバータ
の直流入力端子電圧をクランプし、GTOアーム
の電流を限流する方式である。リアクトル４は短
絡サイリスタ１１の電流を限流し、定常動作時の
過渡電圧を抑制するためのダイオード５を並列接
続している。ヒユーズ８はサイリスタ１１の保護
用である。サイリスタ１１はサージ電流耐量の大
きいものを用いるので、ヒユーズの恊調が容易
で、リアクトル４の値も小さく出来るので、定常
時の回路損失も小さく、高周波運転を行うことが
可能である。しかし、この方式は別個に短絡用サ
イリスタ１１を第２図の回路に付加しなければな
らない難点がある。

GTOは自己消弧能力を持つているので、イン
バータを小形・軽量化するために、短絡電流をイ
ンバータを構成するGTO自身でしや断する進ん
だ保護方式がある。この場合、前述のごとく、
GTOは、例えばＰ側GTOとＮ側GTOが同時に
ONするようなアームに何らかの短絡事故が生じ
ると電流をおさえるという機能が全くないため電
流が次第に増加しGTOを破壊することになる。
そこで、従来よりインバータのアーム短絡を検出
し、GTOの破壊に到る前に過電流検出を高速で
行うことが重要な問題となる。短絡電流i_Aは電源
電圧をＥ、限流リアクトルのイングクタンスをＬ
とすると、di_A／dt＝Ｅ／Ｔで上昇する。従つて、検出遅れ時間に比例して、短絡電流が増大し、それだ
けGTOでしや断しなければならない電流は大き
くなる。限流リアクトルのイングクタンスＬを大
きくすれば、短絡電流の上昇率di_A／dtを低減で
きるが、Ｌを大きくすることは寸法価格の点で不
利となる欠点がある。

短絡時のGTOがしや断する電流責務を軽減し、
且つ、限流リアクトルを小さくするために、短絡
電流検出時間は出来るだけ短縮することが望まし
い。GTO自身で短絡電流をしや断する従来の、
電流検出方式が第４図に示されている。短絡電流
の流れる回路に検出用変流器１４を介挿して、短
絡電流を検出していた。現用のインバータの多く
は、高性能化を図るためパル幅変調（以下、
PWMと略称する）制御を行つている。３は平滑
コンデンサ、４は限流リアクトル、５は還流ダイ
オード、９はGTOインバータ、１４は変流器、
１２は検出信号増幅回路、１３は保護シーケンス
回路であり、各GTOのアノードカソード間には
スナバ回路と帰還ダイオードDFが接続されてい
る。しかし、このような直流電源検出方法は
PWM（パルス幅変調）制御を行うGTOインバー
タでは、出力電圧を零に絞る場合三相を全く同相
運転することになるが、このときインバータの直
流部にスイツチング毎に三相分のスナバコンデン
サの充電電流が同時に流れ、GTOの可制御電流
を大幅に上回る大きな値となるため、動作余裕を
考慮した場合短絡電流の検出レベルを低い値に設
定することができないという欠点があつた。した
がつて、GTOのdv／dt耐量が相当に向上し、ス
ナバ充電回路の特性インピーダンスが大きくなつ
て充電電流が小さくならない限り、直流電源検出
方式はGTOインバータの短絡検出法としては適
当でない。特に、検出にシヤント抵抗を用いる場
合には、インバータ容量が大きくなるにともない
回路損失やノイズ耐量の面からも適当でない。特
に変流器１４が分流抵抗の場合は、定常電流によ
り損失を生じ、抵抗損を減少させようとすると、
検出信号が小さくなり、検出信号を増幅しなけれ
ばならない欠点を有していた。

第５図は平滑コンデンサ３の回路に設けられた
変流器１４により、短絡時にGTOを介し放電す
る平滑コンデンサ３の電流を検出し、短絡信号と
する従来の検出方式である。この場合も、第４図
の従来例と全く同様で、スナバコンデンサを充電
するパルス状の電流が、GTOに流れる主電流と
重畳し、GTOのしや断能力を生かした検出レベ
ルを設定することが難しいという欠点を有してい
る。

本発明の目的は、疑似短絡電流に感応すること
なく正規の短絡電流のみを検出することができる
インバータ装置を提供することにある。

前記目的を達成するために、本発明は、複数の
自己消弧素子を変換素子とするインバータ回路
と、各自己消弧素子に並列接続されたスナバ回路
群と、各自己消弧素子に並列接続された帰還ダイ
オード群と、前記インバータ回路と直流電源との
間に挿入接続される限流リアクトルと還流ダイオ
ードとの並列回路と、該限流リアクトルと還流ダ
イオードとの並列回路の直流電源側に前記インバ
ータ回路と並列に接続されるフイルタコンデンサ
とを備えたインバータ装置において、上記限流リ
アクトルと上記インバータ回路との間に該インバ
ータ回路と並列に接続されるコンデンサあるいは
コンデンサと抵抗の直列回路と、前記直列回路と
前記インバータ回路の並列回路と前記フイルタコ
ンデンサとを結ぶ回路を流れる電流を検出する電
流検出手段と、電流検出手段の検出出力が短絡設
定レベルを越えたときに各自己消弧素子のゲート
に短絡保護用の制御信号を出力する制御手段とを
設けたインバータ装置を構成したものである。さ
らに、複数の自己消弧素子を変換素子とするイン
バータ回路と、各自己消弧素子に並列接続された
スナバ回路群と、各自己消弧素子に並列接続され
た帰還ダイオード群と、前記インバータ回路と直
流電源との間に挿入接続される限流リアクトルと
還流ダイオードとの並列回路と、該限流リアクト
ルと還流ダイオードとの並列回路の直流電源側に
前記インバータ回路と並列に接続されるフイルタ
コンデンサとを備えたインバータ装置において、
上記限流リアクトルと並列に接続されたコンデン
サあるいはコンデンサと抵抗との直列回路と、上
記限流リアクトルの電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段の検出出力が短絡設定レベルを
越えたときに各自己消弧素子のゲートに短絡保護
用の制御信号を出力する制御手段とを設けたイン
バータ装置を構成したものである。

以下、本発明の実施例について説明する。

第６図には本発明の一実施例が示されている。

図において、三相交流電源１が整流器２に供給
されて直流電源に変換される。この整流器２の
（＋）側端子には平滑リアクトル１０を介して限
流リアクトル４が接続されている。この限流リア
クトル４の他端には抵抗１５、GTO１のアノー
ドと、GTO３のアノードと、GTO５のアノード
がそれぞれ接続されている。抵抗１５の他端はコ
ンデンサ１６を介して整流器の（−）側端子に接
続されている。この抵抗１５とコンデンサ１６と
によつてパルス電流供給回路１７が構成されてい
る。また、限流リアクトル４の端子間には逆方向
にダイオード５が挿入接続されている。また、平
滑リアクトル１０には平滑コンデンサ３が接続さ
れており、この平滑コンデンサ３の他端は整流器
２の（−）側端子が接続されている。

一方、GTO１のカソードには順方向に接続さ
れるGTO２を介して整流器２の（−）側端子が
接続されている。また、GTO３のカソードは、
順方向に接続されるGTO４を介して整流器２の
（−）側端子が接続されている。また、GTO５の
カソードは順方向に接続されるGTO６を介して
整流器２の（−）側端子が接続されている。ま
た、各GTOのアノード・カソード間には、順方
向に接続されるスナバダイオードDSとスナバ抵
抗RSの並列回路と、該並列回路に接続されるス
ナバコンデンサCSとによつて構成されるスナバ
回路と、帰還ダイオードDFがそれぞれ接続され
ている。

また、GTO１とGTO２の接続点と、GTO３
とGTO４の接続点と、GTO５とGTO６の接続
点とに負荷である三相誘導電動機７が接続されて
いる。

また、平滑コンデンサ３とパルス電流供給回路
１７のコンデンサ１６との間の整流器２の（−）
側ラインには変流器１４が設けられており、この
電流検出手段としての変流器１４には検出信号増
幅回路１２が接続されている。この検出信号増幅
回路１２には保護シーケンス回路１３が接続され
ている。この保護シーケンス回路１３からの出力
が、各GTO１〜６のゲートに供給されるように
構成されている。すなわち、検出信号増幅回路１
２と保護シーケンス回路１３は制御手段として構
成されており、変流器１４の検出電流が短絡設定
レベルを越えたときにGTO１〜６のゲートに短
絡保護用の制御信号を出力するようになつてい
る。

このように構成されるものであるから、商用三
相交流電源１を受電すると、整流器２で順変換し
た脈流を平滑リアクトル１０、平滑コンデンサ３
により平滑にし、限流リアクトル４を経てGTO
インバータ９に印加される。また、還流ダイオー
ド５は並列に接続される限流リアクトル４と共に
定常動作時の過渡電圧を抑制し、回生動作を行
う。また、スナバコンデンサCS１〜６はパルス
電流を供給するパルス電流供給回路１７によつて
充電される。

いま、GTOインバータ９の電源が、負荷の異
状あるいはGTOの誤動作によりGTOを介して短
絡された場合、平滑コンデンサ３に蓄勢されたエ
ネルギーは急激に放電する。GTOインバータ９
の動作を正常に行わせるためには、電源リツプル
をある程度以上としなければならず、又、一定値
以上のエネルギーを蓄勢しなければならないの
で、平滑コンデンサ３は大容量のものが必要であ
る。十数KVA〜数十KVAのインバータでは、普
通ミリ・フアラツド（ｍＦ）単位の容量のものが
用いられる。従つて、GTOインバータ９が短絡
を起した場合、GTOに大電流が流れ破壊に至る。
平滑リアクトル１０も同じような理由からミリ・
ヘンリー（ｍＨ）単位のものが用いられている。

そこで、短絡電流を検出し、該、検出信号によ
りGTOのゲート信号を操作して、GTOの自己消
弧能力により、短絡電流をしや断し、GTO素子
そのもの及び回路の保護を行う。先に述べたよう
にGTOは自己限流作用を持たず、スイツチング
速度もサイリスタに比し早いので、限流リアクト
ル４により短絡電流の上昇を抑制しつつ、短絡状
態を適確、且つ迅速に検知し、GTOの破壊電流
に達する前に短絡電流をしや断しなければならな
い。

この短絡電流i_Aは、平滑コンデンサ３の端子電
圧をＥ、限流リアクトル４のイングクタンスをＬ
とすると、di_A／dt＝Ｅ／Ｌで上昇する。従つて、検出遅れ時間に比例して短絡電流は増大し、それだけ
GTOでしや断しなければならない電流は大きく
なる。限流リアクトル４のイングクタンスＬを大
きくすれば、短絡電流の上昇率di_A／dtを低限で
きるが、イングクタンスＬを大きくすることは小
型化できない。あるいはコストが高くなるという
欠点を有する。GTOの電流責務を軽減し、且つ
イングクタンスＬを小さくするためにも短絡事故
検出時間は出来るだけ短縮する必要がある。とこ
ろで、GTOの特性として、繰返しで使用出来る
最大電流、即ち第７図ａに示す如き可制御アノー
ド電流I_TCMと、１サイクルだけならターン・オフ
出来る最大電流すなわち、第７図ｂに示す如き非
繰返えし最大可制御電流I_TCSMがある。GTO能力
を有効で経済的に使用するためには、定常時の電
流を第７図図示ａのI_TCMに近い値とし、第７図ｃ
に示す如く短絡検出レベルをI_TCMとI_TCSMの間に定
める。本来I_TCMを越えたら即刻これを検出し、短
絡電流をしや断することが望ましいが、電源電圧
の変動、検出遅れ時間、検出回路、保護シーケン
ス回路の遅れ時間等があり、これらの遅れ時間の
間に短絡電流は一定のdi_A／dtで増大する。検出
遅れ時間をtd、保護シーケンス回路等の遅れ時間
をts、電源電圧をＥとすると短絡が生じてから
（t_d＋t_s）の期間の電流増加を（I_TCSM−I_TCM）に押
えるための限流リアクトル４のイングクタンスＬ
は I_TCSM−I_TCM＝Ｅ／Ｌ（t_d＋t_s）となる関係から、Ｌ＝Ｅ（t_d＋t_s）／I_TCSM−I_TCM である。

今、（t_d＋d_s）を約20μs、Ｅを400V、＋KVA程
度のインバータを考えて、第７図に示す如く使用
するGTOのI_TCSMを180Å、I_TCMを60Åとすると、
（t_d＋t_s）＝20μsの間に増大する電流を（I_TCSM−
I_TCM）＝120Aに押えるために必要なＬは、Ｌ＝400×20／120≒67（μH）である。

ところが、第６図の３相インバータにおいて、
PWM制御で出力電圧を零に絞る同期運転の時、
スナバコンデンサC_S1，C_S3，C_S5あるいはC_S2，
C_S4，C_S6の夫々３個のコンデンサに、GTO１，
３，５あるいはGTO２，４，６がスイツチング
する毎に充電電流が同時に流れる。第６図におい
て、スナバコンデンサ充電のための、パルス電流
供給回路１７がない場合は、第７図ｄに示す如く
インバータの直流部、即ち、限流リアクトル４の
電流に３相分のスナバコンデンサの充電電流が現
われる。その電流の尖頭値I_d0 _naxは、十数KVA
のインバータでは、使用するGTOのdv／dt耐量
からC_Sは0.5μF、電源電圧を400V、Ｌは前述の値
67μHとすると、なる式から約120Aとなる。すなわち、可制御電
流I_TCM：60Aより大きな電流が現れるので、短絡
検出レベルは第７図ｄに示される尖頭値I_d0 _nax
より第７図ｃに示す如く大きいところに設定しな
ければならず、実際には（I_TCSM−I_d0 _nax）の間
に検出レベルを設定することになる。パルス電流
供給回路１７が無い場合の定常時に、変流器１４
に現れる検出波形の１例が第８図Ａにパルス電流
供給回路を付加した場合の定常時の変流器１４に
よる検出波形の１例が第８図Ｂにそれぞれ示され
ている。この第８図Ａ，Ｂは共に定常運転で
PWM制御を行つている１チヨツピング波形例で
ある。パルス電流供給回路がない第８図Ａの場合
は第８図Ａのｄ波形のｈ点に示す如く電流の流れ
始めの部分に、スナバコンデンサC_S１個を充電す
るための充電電流と、進相モード・スイツチング
時、換言すると、負荷のインダクタンスＬによつ
て、生じる遅れ力率運転時に、疑似短絡が起り、
そのパルス状の電流も負荷電流に重畳して現れ
る。この進相モード・スイツチングというのは、
GTO１のオフゲート信号が加わる時点で既に逆
並列接続された帰還ダイオードDF１に負荷電流
が流れている場合である。次に対アームのGTO
２が点弧すると、帰還ダイオードDF１の電流を
打ち消す方向の電流が電源から流れ込む。この帰
還ダイオードDFのリカバリー電流と前記スナバ
コンデンサC_S1の充電電流がI_Lに現れる。他のア
ームにおいても同様のことが行われる。

パルス電流供給回路１７がない第８図Ａに示さ
れる如き場合の検出余裕時間は第８図ＡのT₀に
示すように数μsで、検出信号増幅回路１２と保護
シーケンス回路１３の遅れ時間だけ考えても、検
出は難しい。パルス電流供給回路１７を付加する
と、検出電流波形は第８図Ｂに示す如く限流リア
クトル４の電流に３相分のスナバコンデンサの充
電によつて疑似短絡が起ることがなくなり第８図
Ｂのｃに示す如く検出レベルを低く設定出来、定
常運転ではGTOの能力を十分に生かし、短絡事
故時には極めて短かい検出時間で、短絡事故を検
出し、検出信号を増幅回路１２で増幅あるいは
Ａ／Ｖ変換等を行い、保護シーケンス回路１３で
短絡アームのGTOの点弧信号をサプレスすると
共に、消弧パルスを付勢し、短絡電流をGTOで
しや断する等の保護動作を行うことが出来る。第
８図Ａ，Ｂのｅは短絡電流を、T₀，T₁は検出余
裕時間を、t₀，t₁は短絡を検出するまでに要する
時間をそれぞれ示している。

なお、本実施例において、パルス電流供給回路
１７を抵抗１５とコンデンサ１６の直列回路で構
成したが、コンデンサ１６のみによつて構成する
こともできる。

第９図には、本発明の他の実施例が示されてい
る。本実施例が、第６図図示実施例と異る点は、
パルス電流供給回路１７を限流リアクトル４に並
列に接続して構成し、限流リアクトル４に流れる
電流を変流器１４で検出するようにした点であ
る。回路動作及び効果は第６図図示実施例と変る
ところはない。すなわち、パルス電流供給回路１
７のコンデンサ１６は定常動作時においては平滑
コンデンサ（フイルタコンデンサ）３の電圧に比
べ無視できるような低電圧で充電された状態にあ
るため、インバータ回路９のスイツチング時にス
ナバコンデンサの充電電流や帰還ダイオードのリ
カバリー電流といつたパルス電流が生じる。イン
バータ疑似短絡状態では、このパルス電流は平滑
コンデンサ３よりパルス電流供給回路１７を介し
て供給されることになる。したがつて、限流リア
クトル４の電流を検出するようにすれば、擬似短
絡に影響されることはほとんどなく、第６図の実
施例と同様真の短絡電流の高速検出が可能とな
る。また、この場合パルス電流供給回路１７は限
流リアクトル４のバイパス回路として作用するの
で、スナバコンデンサへの充電極性は第６図の実
施例と同じである。本実施例によれば、GTOイ
ンバータの短絡事故の保護を、インバータ主回路
を構成するGTOを利用して行うことが出来る。
また、限流リアクトルが小さくて済む。さらに、
短絡事故検出方式として、良好に、短絡電流のレ
ベル検出が出来、検出速度は数μs〜十数μsと極め
て高速である。限流リアクトルを十分小さく出来
ることから巡還電流も減少し、限流リアクトルに
並列に接続されるダイオード電流も小さくなり、
安価な小容量のもので済む。

したがつて本実施例によるインバータは小形
で、安価となり、損失も少くなる。説明は十数
KVAの電源電圧が400V、あるいは800Vの場合
について行つたが、容量、電圧にかかわらず同様
の短絡事故検出が出来る。特に大容量の場合に効
果は顕著である。

以上説明したように、本発明によれば、疑似短
絡電流に感応することなく、正規の短絡電流のみ
を検出することができるため、短絡設定レベルを
低くすることが可能となり、正規の短絡を短時間
で検出して自己消弧素子群を保護することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来のサイリスタインバータ装置の回
路図、第２図は従来のGTOインバータ装置の回
路図、第３図は従来の短絡用サイリスタを用いた
GTOインバータ装置の回路図、第４図は従来の
限流リアクトルを用いたGTOインバータ装置の
回路図、第５図は第４図の短絡検出の際の電流検
出箇所を変えた回路図、第６図は本発明の実施例
を示す回路図、第７図及び第８図Ａ，Ｂは第６図
図示実施例の特性図、第９図は本発明の他の実施
例を示す回路図である。３……平滑コンデンサ、４……限流リアクト
ル、９……GTOインバータ回路、１４……変流
器。

Claims

【特許請求の範囲】１複数の自己消弧素子を変換素子とするインバ
ータ回路と、各自己消弧素子に並列接続されたス
ナバ回路群と、各自己消弧素子に並列接続された
帰還ダイオード群と、前記インバータ回路と直流
電源との間に挿入接続される限流リアクトルと還
流ダイオードとの並列回路と、該限流リアクトル
と還流ダイオードとの並列回路の直流電源側に前
記インバータ回路と並列に接続されるフイルタコ
ンデンサとを備えたインバータ装置において、上
記限流リアクトルと上記インバータ回路との間に
該インバータ回路と並列に接続されるコンデンサ
あるいはコンデンサと抵抗の直列回路と、前記直
列回路と前記インバータ回路の並列回路と前記フ
イルタコンデンサとを結ぶ回路を流れる電流を検
出する電流検出手段と、電流検出手段の検出出力
が短絡設定レベルを越えたときに各自己消弧素子
のゲートに短絡保護用の制御信号を出力する制御
手段とを設けたことを特徴とするインバータ装
置。２複数の自己消弧素子を変換素子とするインバ
ータ回路と、各自己消弧素子に並列接続されたス
ナバ回路群と、各自己消弧素子に並列接続された
帰還ダイオード群と、前記インバータ回路と直流
電源との間に挿入接続される限流リアクトルと還
流ダイオードとの並列回路と、該限流リアクトル
と還流ダイオードとの並列回路の直流電源側に前
記インバータ回路と並列に接続されるフイルタコ
ンデンサとを備えたインバータ装置において、上
記限流リアクトルと並列に接続されたコンデンサ
あるいはコンデンサと抵抗との直列回路と、上記
限流リアクトルの電流を検出する電流検出手段
と、電流検出手段の検出出力が短絡設定レベルを
越えたときに各自己消弧素子のゲートに短絡保護
用の制御信号を出力する制御手段とを設けたこと
を特徴とするインバータ装置。