JPH0156635B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0156635B2 JPH0156635B2 JP57213491A JP21349182A JPH0156635B2 JP H0156635 B2 JPH0156635 B2 JP H0156635B2 JP 57213491 A JP57213491 A JP 57213491A JP 21349182 A JP21349182 A JP 21349182A JP H0156635 B2 JPH0156635 B2 JP H0156635B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- capacitor
- negative
- center tap
- positive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Rectifiers (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電源回路の改良に関する。
従来の電源回路、たとえばオーデイオ用Ｂ級電
力増幅器のための電源回路は、第１図に示すよう
に、電源トランス１の１次巻線１ａを商用交流電
源２に接続し、２次巻線１ｂの交流出力を整流回
路３によつて整流した後、この整流出力を直列接
続した平滑用コンデンサ４，５の正側コンデンサ
４の正極端子４ａ、負側コンデンサ５の負極端子
５ｂにそれぞれ供給し、この両端子４ａ，５ｂを
正負両直流電圧の出力端子とするとともに、両コ
ンデンサ４，５の接続点を２次巻線１ｂのセンタ
ータツプ６に接続した構成を有する。
力増幅器のための電源回路は、第１図に示すよう
に、電源トランス１の１次巻線１ａを商用交流電
源２に接続し、２次巻線１ｂの交流出力を整流回
路３によつて整流した後、この整流出力を直列接
続した平滑用コンデンサ４，５の正側コンデンサ
４の正極端子４ａ、負側コンデンサ５の負極端子
５ｂにそれぞれ供給し、この両端子４ａ，５ｂを
正負両直流電圧の出力端子とするとともに、両コ
ンデンサ４，５の接続点を２次巻線１ｂのセンタ
ータツプ６に接続した構成を有する。
以上のような構成の電源回路が、負荷に電流Ｉ
＋，Ｉ−を供給している場合、コンデンサ４，５
にはそれぞれ電流Ｉ＋，Ｉ−に比例した充電電流
I1，I2が流れる。このとき、トランス１の２次巻
線１ｂには、負荷電流と充電電流の両方が流れる
が、コンデンサ４，５の充電は２次巻線１ｂの片
側がそれぞれ受けもつもので、２次巻線電流は、
第１図に示すようにそれぞれi1，i2で表わされる。
したがつて、センタータツプ６には２次巻線電流
i1とi2との差の電流（i1−i2）が流れることにな
り、２次巻線１ｂにはセンタータツプ６を境にそ
の両側ではそれぞれ異なる電流が流れることにな
る。もし、仮に負荷電流Ｉ＋，Ｉ−が同じであつ
たとしても、コンデンサ４，５のバラツキ、２次
巻線１ｂのセンタータツプ６を中心としたその両
側のバラツキ等により、現実には、２次巻線電流
i1，i2が等しくなることは希である。
＋，Ｉ−を供給している場合、コンデンサ４，５
にはそれぞれ電流Ｉ＋，Ｉ−に比例した充電電流
I1，I2が流れる。このとき、トランス１の２次巻
線１ｂには、負荷電流と充電電流の両方が流れる
が、コンデンサ４，５の充電は２次巻線１ｂの片
側がそれぞれ受けもつもので、２次巻線電流は、
第１図に示すようにそれぞれi1，i2で表わされる。
したがつて、センタータツプ６には２次巻線電流
i1とi2との差の電流（i1−i2）が流れることにな
り、２次巻線１ｂにはセンタータツプ６を境にそ
の両側ではそれぞれ異なる電流が流れることにな
る。もし、仮に負荷電流Ｉ＋，Ｉ−が同じであつ
たとしても、コンデンサ４，５のバラツキ、２次
巻線１ｂのセンタータツプ６を中心としたその両
側のバラツキ等により、現実には、２次巻線電流
i1，i2が等しくなることは希である。
ここで、第２図に示すように、電源回路７の負
荷として電力増幅器８を接続し、信号源９からの
入力信号を電力増幅器８によつて増幅した後、ス
ピーカー１０から再生するようにした構成におい
て、入力信号が交流電源２の周波数（電源周波
数）より低い周波数である場合には、コンデンサ
４，５の充電電流I1，I2は入力信号と同じ周波数
でそれぞれ逆相で変化する。そのため、コンデン
サ充電電流およびセンタータツプ電流、２次巻線
電流、１次巻線電流にも入力信号の周波数成分が
現われる。また、入力信号周波数が電流周波数よ
りも充分高い場合でも、上記したように各部のバ
ラツキにより、各電流には入力信号の周波数成分
が含まれることになる。
荷として電力増幅器８を接続し、信号源９からの
入力信号を電力増幅器８によつて増幅した後、ス
ピーカー１０から再生するようにした構成におい
て、入力信号が交流電源２の周波数（電源周波
数）より低い周波数である場合には、コンデンサ
４，５の充電電流I1，I2は入力信号と同じ周波数
でそれぞれ逆相で変化する。そのため、コンデン
サ充電電流およびセンタータツプ電流、２次巻線
電流、１次巻線電流にも入力信号の周波数成分が
現われる。また、入力信号周波数が電流周波数よ
りも充分高い場合でも、上記したように各部のバ
ラツキにより、各電流には入力信号の周波数成分
が含まれることになる。
第３図ｂは、第２図の構成において、電流周波
数60Hzより低い周波数10Hzの入力信号（第３図
ａ）を電力増幅器によつて増幅しスピーカーから
再生した場合（スピーカー出力電圧3.162V／8Ω）
の２次巻線電流の電流波形を示し、第４図の点線
は同周波数スペクトルである。
数60Hzより低い周波数10Hzの入力信号（第３図
ａ）を電力増幅器によつて増幅しスピーカーから
再生した場合（スピーカー出力電圧3.162V／8Ω）
の２次巻線電流の電流波形を示し、第４図の点線
は同周波数スペクトルである。
また、同入力信号（第５図ａ）に対するセンタ
ータツプ電流の電流波形およびその周波数スペク
トルは第５図ｂ，第６図の点線で示すよになる。
ータツプ電流の電流波形およびその周波数スペク
トルは第５図ｂ，第６図の点線で示すよになる。
このように、実測結果にすると、電源トランス
の２次巻線電流、センタータツプ電流には、入力
信号の振幅情報のみならず、信号周波数成分が含
まれており、特に、信号基本周波数f1と電源周波
数f2の偶数次の高調波との和および差の周波数成
分が多く含まれていることが確認できる。
の２次巻線電流、センタータツプ電流には、入力
信号の振幅情報のみならず、信号周波数成分が含
まれており、特に、信号基本周波数f1と電源周波
数f2の偶数次の高調波との和および差の周波数成
分が多く含まれていることが確認できる。
また、電源とランスの１次巻線電流にも同様の
ことが言えて、第７図点線の周波数スペクトルに
みられるように、信号基本周波数f1と電源周波数
f2との混変調成分が多く含まれていることが確認
できる。
ことが言えて、第７図点線の周波数スペクトルに
みられるように、信号基本周波数f1と電源周波数
f2との混変調成分が多く含まれていることが確認
できる。
以上のように、従来の電源回路は、電源トラン
スの１次巻線電流、２次巻線電流、コンデンサ電
流およびセンタータツプ電流は入力信号の振幅情
報のみならず、信号（周波数）情報を含んでいる
ために、これらの信号情報が電源回路と電磁結合
している他の回路に混入して、歪みが発生する欠
点があつた。
スの１次巻線電流、２次巻線電流、コンデンサ電
流およびセンタータツプ電流は入力信号の振幅情
報のみならず、信号（周波数）情報を含んでいる
ために、これらの信号情報が電源回路と電磁結合
している他の回路に混入して、歪みが発生する欠
点があつた。
本発明は以上のような従来欠点を改良したもの
で、以下図面を参照して説明する。図中、第１図
の従来例と同等部分には同一符号を付し、その説
明は省略する。
で、以下図面を参照して説明する。図中、第１図
の従来例と同等部分には同一符号を付し、その説
明は省略する。
第８図は本発明の基本原理を示すもので、同図
に示す実施例において説明すると、電源トランス
１のセンタータツプ６と直列接続した平滑用コン
デンサ４，５の接続点Ｐ、すなわち、コンデンサ
４の負極端子４ｂまたはコンデンサ５の正極端子
５ａとを所定のしきい値を有する双方向性スイツ
チ回路１１を介して接続した構成である。
に示す実施例において説明すると、電源トランス
１のセンタータツプ６と直列接続した平滑用コン
デンサ４，５の接続点Ｐ、すなわち、コンデンサ
４の負極端子４ｂまたはコンデンサ５の正極端子
５ａとを所定のしきい値を有する双方向性スイツ
チ回路１１を介して接続した構成である。
双方向性スイツチ回路１１は、たとえば同図に
示すように、一定のしきい値（順方向電圧約
0.6V）を有する、互いに逆方向に並列接続した
１対のダイオードD1，D2によつて実現できる。
示すように、一定のしきい値（順方向電圧約
0.6V）を有する、互いに逆方向に並列接続した
１対のダイオードD1，D2によつて実現できる。
以上の構成において、コンデンサ４，５の接続
点Ｐとセンタータツプ６との電位差が双方向性ス
イツチ回路１１のしきい値、上記実施例ではダイ
オードD1，D2の順方向電圧（約0.6V）を超えな
い領域においては、センタータツプ電流はダイオ
ードD1，D2によつて阻止されるため第５図ｃに
示すようになる。すなわち、センタータツプ電流
がダイオードD1，D2によつて阻止されるため、
コンデンサ４，５は同一充電経路となり、センタ
ータツプ６の正負両側の２次巻線１ｂ、２個のコ
ンデンサ４，５が直列の状態で充電され、かつ、
この充電電流も同一であるので、コンデンサ４，
５の充電電流は信号の振幅情報のみを含み、信号
周波数成分を含まない。したがつて、電源トラン
スの２次巻線電流、コンデンサ電流、センタータ
ツプ電流も信号の振幅情報のみとなり、信号周波
数成分を含まない。
点Ｐとセンタータツプ６との電位差が双方向性ス
イツチ回路１１のしきい値、上記実施例ではダイ
オードD1，D2の順方向電圧（約0.6V）を超えな
い領域においては、センタータツプ電流はダイオ
ードD1，D2によつて阻止されるため第５図ｃに
示すようになる。すなわち、センタータツプ電流
がダイオードD1，D2によつて阻止されるため、
コンデンサ４，５は同一充電経路となり、センタ
ータツプ６の正負両側の２次巻線１ｂ、２個のコ
ンデンサ４，５が直列の状態で充電され、かつ、
この充電電流も同一であるので、コンデンサ４，
５の充電電流は信号の振幅情報のみを含み、信号
周波数成分を含まない。したがつて、電源トラン
スの２次巻線電流、コンデンサ電流、センタータ
ツプ電流も信号の振幅情報のみとなり、信号周波
数成分を含まない。
従来例と同一条件での実測によると、２次巻線
電流は第３図ｃのようになり、その周波数スペク
トルは第４図実線に示すようになり、特に、入力
信号基本周波数f1、この信号基本周波数f1と電源
周波数f2、およびその偶数次の高周波との和およ
び差の周波数成分 f2±f1、2f2±f1、4f2±f1…… が著しく低減されている。
電流は第３図ｃのようになり、その周波数スペク
トルは第４図実線に示すようになり、特に、入力
信号基本周波数f1、この信号基本周波数f1と電源
周波数f2、およびその偶数次の高周波との和およ
び差の周波数成分 f2±f1、2f2±f1、4f2±f1…… が著しく低減されている。
また、センタータツプ電流の電流波形は第５図
ｃのようになり、その周波数スペクトルは第６図
実線で示すようになり、特に、入力信号基本周波
数f1、電源周波数f2および奇数次の高調波、この
信号基本周波数f1と電源周波数f2およびその偶数
次の高調波との和および差の周波数成分 f2±f1、2f2±f1、4f2±f1…… が著しく低減されている。
ｃのようになり、その周波数スペクトルは第６図
実線で示すようになり、特に、入力信号基本周波
数f1、電源周波数f2および奇数次の高調波、この
信号基本周波数f1と電源周波数f2およびその偶数
次の高調波との和および差の周波数成分 f2±f1、2f2±f1、4f2±f1…… が著しく低減されている。
上記のような理由により、１次巻線電流も第７
図実線に示すようになり、周波数成分 2f2±f1、4f2±f1…… が著しく低減されている。
図実線に示すようになり、周波数成分 2f2±f1、4f2±f1…… が著しく低減されている。
第９図、第１０図は第２図におい400Hzトーン
バース波（８波−24波）を入力信号として、セン
タータツプ電流の電流波形および同周波数スペク
トルを実測したものである。第９図ｂは入力信号
（同図ａ）に対する従来例のセンタータツプ電流
の電流波形、同図ｃは本実施例のセンタータツプ
電流波形、第１０図実線は本実施例の周波数スペ
クトル、同点線は従来例の周波数スペクトルであ
る。
バース波（８波−24波）を入力信号として、セン
タータツプ電流の電流波形および同周波数スペク
トルを実測したものである。第９図ｂは入力信号
（同図ａ）に対する従来例のセンタータツプ電流
の電流波形、同図ｃは本実施例のセンタータツプ
電流波形、第１０図実線は本実施例の周波数スペ
クトル、同点線は従来例の周波数スペクトルであ
る。
また別の観点からからみると、双方向性スイツ
チ回路１１を構成するダイオードD1，D2は、整
流ダイオード、両コンデンサのバラツキや負荷条
件によつて正負の電源電圧が大きく変化し、この
正負電源電圧のアンバランスがコンデンサの耐圧
を越えたり、他回路への影響が大きくなると、つ
まり、両コンデンサの接続点とセンタータツプ６
との間の電位差がダイオードD1，D2の順方向電
圧を越えると、センタータツプ電流を流して、両
コンデンサを保護する機能をもつている。したが
つて、正負電源電圧のアンバランスの許容範囲が
大きければ第１１図のようにダイオードD1，D2
をそれぞれ複数個直列に接続してもよい。
チ回路１１を構成するダイオードD1，D2は、整
流ダイオード、両コンデンサのバラツキや負荷条
件によつて正負の電源電圧が大きく変化し、この
正負電源電圧のアンバランスがコンデンサの耐圧
を越えたり、他回路への影響が大きくなると、つ
まり、両コンデンサの接続点とセンタータツプ６
との間の電位差がダイオードD1，D2の順方向電
圧を越えると、センタータツプ電流を流して、両
コンデンサを保護する機能をもつている。したが
つて、正負電源電圧のアンバランスの許容範囲が
大きければ第１１図のようにダイオードD1，D2
をそれぞれ複数個直列に接続してもよい。
また、以上のような基本原理に基き明らかなよ
うに、センタータツプ電流に含まれる入力信号の
信号周波数成分を抑圧するためには、センタータ
ツプ電流を制限してやればよいから、第１２図に
示すように、双方向性スイツチ回路１１は、互い
に逆方向に接続したダイオードＤ１，Ｄ２に直列
に電流制限用抵抗Ｒを挿入して構成してもよい。
この場合、正側コンデンサ４、負側コンデンサ５
の接続点の電位が双方向性スイツチ回路１１のし
きい値を越えない領域において、第８図のものに
比べてセンタータツプ電流はさらに制限されるた
め、電源トランスの各部電流に含まれる入力信号
の信号周波数成分の低減効果はさらに増強され
る。また、正側コンデンサ４、負側コンデンサ５
の接続点の電位が双方向性スイツチ回路１１のし
きい値を越えてセンタータツプ電流が流れる領域
においても、第８図のものに比べてセンタータツ
プ電流は制限されるため、電源トランスの各部電
流に含まれる入力信号の信号周波数成分は低減さ
れる。
うに、センタータツプ電流に含まれる入力信号の
信号周波数成分を抑圧するためには、センタータ
ツプ電流を制限してやればよいから、第１２図に
示すように、双方向性スイツチ回路１１は、互い
に逆方向に接続したダイオードＤ１，Ｄ２に直列
に電流制限用抵抗Ｒを挿入して構成してもよい。
この場合、正側コンデンサ４、負側コンデンサ５
の接続点の電位が双方向性スイツチ回路１１のし
きい値を越えない領域において、第８図のものに
比べてセンタータツプ電流はさらに制限されるた
め、電源トランスの各部電流に含まれる入力信号
の信号周波数成分の低減効果はさらに増強され
る。また、正側コンデンサ４、負側コンデンサ５
の接続点の電位が双方向性スイツチ回路１１のし
きい値を越えてセンタータツプ電流が流れる領域
においても、第８図のものに比べてセンタータツ
プ電流は制限されるため、電源トランスの各部電
流に含まれる入力信号の信号周波数成分は低減さ
れる。
さらに、両コンデンサの接続点とセンタータツ
プ６との間の電位差が双方向性スイツチ回路のし
きい値を越えて、センタータツプ電流が双方向性
スイツチ回路を通して流れる領域では、上記実施
例と同一原理を用いてさらに新しい効果を挙げる
ことができる。
プ６との間の電位差が双方向性スイツチ回路のし
きい値を越えて、センタータツプ電流が双方向性
スイツチ回路を通して流れる領域では、上記実施
例と同一原理を用いてさらに新しい効果を挙げる
ことができる。
すなわち、本発明は、第８図の基本原理に基く
ものであつて、上記したような平滑用正側コンデ
ンサ４、負側コンデンサ５の接続点の電位が双方
向性スイツチ回路１１のしきい値を越えない領域
における電源トランスの各部電流に含まれる入力
信号の信号周波数成分の低減効果に加えて、正側
コンデンサ４、負側コンデンサ５の接続点の電位
が双方向性スイツチ回路１１のしきい値を越えて
センタータツプ電流が流れる領域において新しい
効果を実現するものである。
ものであつて、上記したような平滑用正側コンデ
ンサ４、負側コンデンサ５の接続点の電位が双方
向性スイツチ回路１１のしきい値を越えない領域
における電源トランスの各部電流に含まれる入力
信号の信号周波数成分の低減効果に加えて、正側
コンデンサ４、負側コンデンサ５の接続点の電位
が双方向性スイツチ回路１１のしきい値を越えて
センタータツプ電流が流れる領域において新しい
効果を実現するものである。
以下、第１３図において説明すると、両コンデ
ンサ４，５の接続点が導板（ブスアース板）また
は導線１２である場合、すなわち、正側コンデン
サ４の負極端子４ｂを導板１２を介して負側コン
デンサ５の正極端子５ａに接続し、導板１２の各
所P1，P2，P3に他の回路たとえば電圧増幅回路
のアースをそれぞれ接続した構成において、正側
コンデンサ４の負極端子４ｂを順方向接続したダ
イオードD1を介して電源トランスのセンタータ
ツプ６に接続し、このセンタータツプ６を順方向
接続したダイオードD2を介して負側コンデンサ
５の正極端子５ａに接続した構成である。この場
合、ダイオードD1，D2はそれぞれ所定のしきい
値を有する、他の電気的な片方向性スイツチ回路
によつて置換えることができる。
ンサ４，５の接続点が導板（ブスアース板）また
は導線１２である場合、すなわち、正側コンデン
サ４の負極端子４ｂを導板１２を介して負側コン
デンサ５の正極端子５ａに接続し、導板１２の各
所P1，P2，P3に他の回路たとえば電圧増幅回路
のアースをそれぞれ接続した構成において、正側
コンデンサ４の負極端子４ｂを順方向接続したダ
イオードD1を介して電源トランスのセンタータ
ツプ６に接続し、このセンタータツプ６を順方向
接続したダイオードD2を介して負側コンデンサ
５の正極端子５ａに接続した構成である。この場
合、ダイオードD1，D2はそれぞれ所定のしきい
値を有する、他の電気的な片方向性スイツチ回路
によつて置換えることができる。
以上の構成において、コンデンサ４の負極端子
４ｂまたはコンデンサ５の正極端子５ａとセンタ
ータツプ６との間の差がダイオードD1，D2の順
方向電圧を越えない領域では、上記実施例と同様
にセンタータツプ電流がダイオードD1，D2によ
つて阻止されて、同様の効果を奏する。
４ｂまたはコンデンサ５の正極端子５ａとセンタ
ータツプ６との間の差がダイオードD1，D2の順
方向電圧を越えない領域では、上記実施例と同様
にセンタータツプ電流がダイオードD1，D2によ
つて阻止されて、同様の効果を奏する。
そして、コンデンサ４の負極端子４ｂまたはコ
ンデンサ５の正極端子５ａの電位がダイオード
D1，D2の順方向電圧を越える領域では、たとえ
ばコンデンサ４のチヤージ電流のほとんどはダイ
オードD2を通つてセンタータツプ６に流れ、導
体１２、ダイオードD2を通つてセンタータツプ
６に流れる経路は逆バイアスされたダイオード
D2によつて阻止される。
ンデンサ５の正極端子５ａの電位がダイオード
D1，D2の順方向電圧を越える領域では、たとえ
ばコンデンサ４のチヤージ電流のほとんどはダイ
オードD2を通つてセンタータツプ６に流れ、導
体１２、ダイオードD2を通つてセンタータツプ
６に流れる経路は逆バイアスされたダイオード
D2によつて阻止される。
したがつて、導板１２を通してコンデンサ４，
５間に流れる電流I3はセンタータツプ電流I1に比
較して小さく、かつ、変動も小さい。
５間に流れる電流I3はセンタータツプ電流I1に比
較して小さく、かつ、変動も小さい。
したがつて、導板１２の各所のアース点P1，
P2，P3間の電位変動が小さくなるので、P1，P2，
P3を基準点とする電圧増幅回路等に与える影響
を著しく低減でき、なお、本実施例は第８図の基
本原理に基くものであるから、本実施例におい
て、第１４図に示すようにダイオードＤ１，Ｄ２
をそれぞれ複数個直列に接続してもよく、また、
第１５図に示すようにダイオードＤ１，Ｄ２に直
列に電流制限用抵抗Ｒを挿入してもよいことは明
らかである。
P2，P3間の電位変動が小さくなるので、P1，P2，
P3を基準点とする電圧増幅回路等に与える影響
を著しく低減でき、なお、本実施例は第８図の基
本原理に基くものであるから、本実施例におい
て、第１４図に示すようにダイオードＤ１，Ｄ２
をそれぞれ複数個直列に接続してもよく、また、
第１５図に示すようにダイオードＤ１，Ｄ２に直
列に電流制限用抵抗Ｒを挿入してもよいことは明
らかである。
以上のように、本発明は、電源トランスの１次
巻線を交流電源に接続し、２次巻線の交流出力を
整流した後、この整流出力を直列接続した平滑用
コンデンサの正側コンデンサの正極端子、負側コ
ンデンサの負極端子にそれぞれ供給し、両端子を
正負両直流電圧の出力端子とするとともに、両コ
ンデンサの接続点を電源トランスのセンタータツ
プに所定のしきい値を有する双方向性スイツチ回
路を介して接続した構成であるので、両コンデン
サの接続点の電位が双方向性スイツチ回路のしき
い値を越えない領域では、電源トランスの１次巻
線電流、２次巻線電流およびセンタータツプ電流
に含まれる入力信号の信号情報を著しく低減する
ことができ、また、上記接続点の電位が双方向性
スイツチ回路のしきい値を越える領域では、特に
両コンデンサを接続した導板または導線の各所に
おけるアース点の電位変動を著しく減少すること
ができる、等の優れた効果がある。
巻線を交流電源に接続し、２次巻線の交流出力を
整流した後、この整流出力を直列接続した平滑用
コンデンサの正側コンデンサの正極端子、負側コ
ンデンサの負極端子にそれぞれ供給し、両端子を
正負両直流電圧の出力端子とするとともに、両コ
ンデンサの接続点を電源トランスのセンタータツ
プに所定のしきい値を有する双方向性スイツチ回
路を介して接続した構成であるので、両コンデン
サの接続点の電位が双方向性スイツチ回路のしき
い値を越えない領域では、電源トランスの１次巻
線電流、２次巻線電流およびセンタータツプ電流
に含まれる入力信号の信号情報を著しく低減する
ことができ、また、上記接続点の電位が双方向性
スイツチ回路のしきい値を越える領域では、特に
両コンデンサを接続した導板または導線の各所に
おけるアース点の電位変動を著しく減少すること
ができる、等の優れた効果がある。
第１図は従来の電源回路の構成を示す図、第２
図はオーデイオ装置の構成を示す図、第３図は電
源回路における電源トランスの２次巻線電流の電
流波形図、第４図は同、周波数スペクトル図、第
５図は同、センタータツプ電流の電流波形図、第
６図は同、周波数スペクトル図、第７図は同、１
次巻線電流の周波数スペクトル図、第８図は本発
明の電源回路の基本原理を示す一実施例の構成を
示す図、第９図は同、トーンバースト波に対する
センタータツプ電流の電流波形図、第１０図は
同、周波数スペクトル図、第１１図および第１２
図は同、双方向性スイツチ回路の他の実施例の構
成を示す図、第１３図は本発明の実施例の要部構
成を示す図、第１４図および第１５図は同、他の
実施例の構成を示す図である。 １は電源トランス、１ａは１次巻線、１ｂは２
次巻線、２は交流電源、３は整流回路、４，５は
平滑用コンデンサ、４ａ，５ａは正極端子、４
ｂ，５ｂは負極端子、６はセンタータツプ、１１
は双方向性スイツチ回路、１２は導板または導
線。
図はオーデイオ装置の構成を示す図、第３図は電
源回路における電源トランスの２次巻線電流の電
流波形図、第４図は同、周波数スペクトル図、第
５図は同、センタータツプ電流の電流波形図、第
６図は同、周波数スペクトル図、第７図は同、１
次巻線電流の周波数スペクトル図、第８図は本発
明の電源回路の基本原理を示す一実施例の構成を
示す図、第９図は同、トーンバースト波に対する
センタータツプ電流の電流波形図、第１０図は
同、周波数スペクトル図、第１１図および第１２
図は同、双方向性スイツチ回路の他の実施例の構
成を示す図、第１３図は本発明の実施例の要部構
成を示す図、第１４図および第１５図は同、他の
実施例の構成を示す図である。 １は電源トランス、１ａは１次巻線、１ｂは２
次巻線、２は交流電源、３は整流回路、４，５は
平滑用コンデンサ、４ａ，５ａは正極端子、４
ｂ，５ｂは負極端子、６はセンタータツプ、１１
は双方向性スイツチ回路、１２は導板または導
線。
Claims (1)
- １ 電源トランス１の１次巻線１ａを交流電源２
に接続し、上記電源トランス１の２次巻線１ｂの
交流出力を整流回路３によつて整流し、当該整流
出力を直列接続した平滑用正側コンデンサ４、平
滑用負側コンデンサ５の上記正側コンデンサ４の
正極端子４ａ、負側コンデンサ５の負極端子５ｂ
にそれぞれ接続し、上記正側コンデンサ４の正極
端子４ａ、負側コンデンサ５の負極端子５ｂを正
負両直流電圧の出力端子とするとともに、上記正
側コンデンサ４の負極端子４ｂと負側コンデンサ
５の正極端子５ａとを導板または導線１２を介し
て接続し、上記正側コンデンサ４の負極端子４ｂ
を順方向接続したダイオードＤ１を介して上記２
次巻線１ｂのセンタータツプ６に接続し、当該セ
ンタータツプ６を順方向接続したダイオードＤ２
を介して上記負側コンデンサ５の正極端子５ａに
接続したことを特徴とする電源回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57213491A JPS58172976A (ja) | 1982-12-06 | 1982-12-06 | 電源回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57213491A JPS58172976A (ja) | 1982-12-06 | 1982-12-06 | 電源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58172976A JPS58172976A (ja) | 1983-10-11 |
| JPH0156635B2 true JPH0156635B2 (ja) | 1989-11-30 |
Family
ID=16640074
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57213491A Granted JPS58172976A (ja) | 1982-12-06 | 1982-12-06 | 電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58172976A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55112494U (ja) * | 1979-01-29 | 1980-08-07 |
-
1982
- 1982-12-06 JP JP57213491A patent/JPS58172976A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58172976A (ja) | 1983-10-11 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4054843A (en) | Amplifier with modulated power supply voltage | |
| US3992585A (en) | Self-energizing electrostatic loudspeaker system | |
| ATE12326T1 (de) | Empfaenger fuer tonfrequenz-signale. | |
| US4748342A (en) | Power supply circuit | |
| US4301499A (en) | Inverter circuit with current equalization | |
| JPS58162115A (ja) | 自動利得制御増幅回路および補聴器 | |
| US4555751A (en) | Rectified and smoothed DC supplying circuitry | |
| JPH0156635B2 (ja) | ||
| US7554825B2 (en) | Switching power supply capable of reducing low-frequency secondary-side common-mode voltage | |
| WO1999049559A3 (de) | Verfahren und vorrichtung zur entstörung von umrichtern | |
| US3350624A (en) | Inverter circuits employing load-responsive saturable transformers | |
| JPS6146175A (ja) | スイツチング電源回路装置 | |
| GB2062373A (en) | D.C. power supplies | |
| JPH022077Y2 (ja) | ||
| JP3146564B2 (ja) | 電源供給方法 | |
| JPH0226233Y2 (ja) | ||
| US3389345A (en) | Electronic filter with automatically adjusted bias | |
| JPH0749536Y2 (ja) | 電源回路 | |
| SU1083336A1 (ru) | Усилитель | |
| JPH0112415Y2 (ja) | ||
| JPH0343818Y2 (ja) | ||
| JPH0226234Y2 (ja) | ||
| JPH0621728A (ja) | 出力増幅器用電源回路 | |
| JPS5877212A (ja) | 増幅器用電源変圧器 | |
| SU1003223A2 (ru) | Устройство защиты нагрузки в цепи переменного тока |