JPH0191667A - 周波数変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流−厘流一父流変換装置即ち周波数変換装
置に関し、更に詳細には、整流出力を平滑するための直
流フィルタを除去又は小型化することが出来る周波数変
換装置に関する。

′〔従来の技術〕 従来の周波数変換器は、交流をｌ−流に変換する整流器
と、この整流器の出力を平滑するＤＣ（直流）フィルタ
と、ＤＣフィルタから得られる直流を交流に変換するた
めの逆変換器（インバータ）とから成る。なｘ、ＤＣフ
ィルタは一般にチョークコイルと！＃コンテンサとから
成り１次の３つの機能を有している。

（１）整流器よＯ出力される脈流を平滑する。

（２）　　逆変換器が逆変換動作をすることによって直
流入力側に流れるリプル′ｔｌｔ＃ｒ、を吸収する。

（３）回生電流を吸収する、 ところで、ＤＣフィルタを構成するＷ解コンデンサの寿
命は、他の構成部品に比較して短（１周波数変換器の製
品寿命は、ＴｔＭコンデンサの寿命で決まる。また、チ
ョークコイルの鉄心部は、流す電流の周波数成分の低下
に従って大型になる。

このため１周波数変換器からＤＣフィルタを除去するこ
と又はＤＣフィルタを小型化することが出来れば好都合
である。

１ｍ解コンデンサを除去してリプルを有する直流なＰＷ
Ｍインバータに入力させ、リプルを補償するようにＰＷ
Ｍインバータを制御して正弦波出力を得る方式が特開昭
６０−１８７２６３号公報及び％開昭６０−１９１４６
８号公報に開示されている。

〔発明が解決りようとづ−る問題点〕

しかし、上記公報には、ＰＷＭ三相インバータのスイッ
チング素子を予め決めｂｆｉたスイッチングパターンｃ
単位ベクトルデータの配列）に基づいて三相を一括制御
することについての記載はない。

そこで１本発明の目的は、ベクトルに基づいて逆変換回
路を制ａして近似正弦波を得る周波数変換装置にＢいて
、逆変換回路の入力端の平滑フィルタを除去すること又
は小型化することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

上記目的を達成するための本発明は、交流を直流に変換
する整流回路と、複数のスイッチング素子によって前記
整流回路の出力電圧をパルス幅変調状態に断続すること
によって交流電圧に変換する逆変換回路と、前記逆変換
回路から近似正弦波電圧を得ることができるように前記
複数のスイッチング素子を一括制御するための電圧ベク
トルデータが書き込！れているメモリと、前記整流回路
の出力電圧のリプル成分を検出するリプル検出回路と、
前記リプル検出回路に基づいて前記リプル成分が有るに
も拘らず前記変換回路から近似正弦波電圧を得ることが
出来るように前記メモリのディジタｈデータの読み出し
を制御する制御回路とから成る周波数変換装置に係わる
ものである。

［作　用〕 整流回路の出力段に平滑用コンデンサを接続り。

ないと、逆変換回路にリプルな有する直流電圧が入力す
る。しかし、上記発明ではリプル成分を補償するように
メモリからベクトルを読み出して逆変換回路を制御する
ので、正弦波に近似性の良い出力を得ることができる。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例に係わる周波数変換装置を説明す
る。商用電源に接続される三相交流電源線１，２．３に
は、ダイオードＤ１〜Ｄ６をブリッジ接続した三相全波
整流回路４が接続されている。

全波整流回路４の出力段にはリプルを除去するためのフ
ィルタは接続されておらず、逆変換回路６即チインバー
タ回路のスイッチングによる高周波ノイズを除去するた
めの１〜２ｍＨ程度のりアクドル６と５μＦ程度の筒周
波ノイズバイパス用コンデンサ７が接続されている。

ＰＷＭ制御可能な三相インバータ５はトランジスタから
成るスイッチング素子ＡＩ−Ａ２−　Ｂｌ、　Ｂ２゜Ｃ
，、（、：２をブリッジ接続し、各スイッチング素子に
ダイオードＤを並列接続したものである。６個のスイッ
チング素子Ａ１〜Ｃ２は、駆動回路８がら供給きれる制
御信号に応答してオン・オフ動作する。

ナオ、インバータ５の土側の６つのスイッチング素子Ａ
１ｍ　Ｂ］、　Ｃ１と下側の３つのスイッチング素子Ａ
、、　Ｂ、、　Ｃ，とけ、互いに逆に動作するので。

−万の制御を特定すれば、インバータ全体の制御が等足
される。ここでは、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）９
から読み出される第１．第２．及び第５の信号Ａ、Ｂ、
Ｃによりインバータ制御状態を特定し、信号Ａ、Ｂ、Ｃ
が高レベル即ち論理＠１０時にスイッチング素子Ａ＋−
Ｂ＋−Ｃ＋がオン、低レベル即ち！！ｉ？ｉｉ理　０　
の時てスイッチングＲ子Ａ＋。

Ｂ１．　Ｃｓがオフとする。

ＲＯＮｉ　９はインバータ５をＰＶｖＭ制御するための
ＰＷＭスイッチングパターンＣ単位ベクトルデータ）を
予め書き込んだ第１のメモυＭ１と、ゼロベクトルを書
き込んだ第２のメモリＭ２と、速度論、整データを書き
込んだ第３のメモリｂｕｓとを有する。

各メモリＭ１〜Ｍｓは例えば０〜５１１までの５１２ア
ドレスを夫々有し、夫々カウンタ１０の９ビツトの２進
出カラインの値でアドレス指定される。

第１のメモリＭ１の有値ベクトルと第２のメモリへ４゜
のゼロベクトルとは同時に出力これず、択一的に出力で
れる。この択一的制御を行うために、第１のメモリＭ＋
の３ビツトの出力ラインは第１のＡＮＤゲート１１とＯ
Ｒゲート１２とを弁して駆動回路８に接続ジれ、第２の
メモリＭ２の５ビツトの出力ラインは第２のＡＮＤゲー
ト１６とＯＲゲート１２とを弁して駆動回路８に接続さ
れ、第１のＡＮＤゲート１１は第１の比較器１４の出力
によって制御され、第２のＡＮＤゲート１６は第１の比
較器１４の出力に接続されたＮＯＴ回路１５の出力で制
御されている。なお、第１図では図示の都合上、第１及
び第２のメモリＭ１．Ｒｂの出力ライン。

第１及び第２のＡＮＤゲート１１．１３の出力ライン、
及びＯＲゲート１２の出力ラインを１本の線で示されて
いるが、これ等は電圧ベクトルを示す６つの信号Ａ、Ｂ
、Ｃを伝送する５本（３ビツト〕の信号線から成る。後
述から明らかになるよ５１Ｃ第１及び第２のメモ’ｊ　
Ｍｌ　、　Ｍ２の有価ベクトルとゼロベクトルに基づく
逆変換回路５のスイッチング素子Ａｌ〜Ｃ２の制御の原
理は、％願餡６１−４７８７５号に開示されているもの
と同一である。

駆動回路８は５つのＮＯＴ回路を含み１人力する信号Ａ
、Ｂ、Ｃはスイッチング素子Ａ１．　ｂｌ、　ｃ。

の各ベースに供給し、ＮＯＴ回路で信号Ａ、Ｂ。

Ｃを反転した信号をスイッチング素子Ａ２．　Ｂｆｆｉ
、　ｃ２の各ベースに供給する。

第１の比較器１４は第１のメモ’ＪＭ＋の有価ベクトル
を選択するか、第２のメモリＭ、のゼロベクトルを選択
するかを示す２値出力を発生するものであり、この非反
転入力端子はリプル補償用割算器１６を介して電圧指令
信号ライン１７に接＆され。

反転入力端子は速度補償用変調回路１８を介して２０　
ｋＨｚの三角波発生回路１９に接続されている。

アドレスカウンタ１０の入力端子ＨＡＮＤゲート２０を
介して４ＭＨｚのクロック発振器２１に接続されている
。ＡＮＤゲート２０はタロツク信号の通過を制御するも
のであり、このもう−万の入力端子は第２の比較器２２
に接続されている。

第２の比較器２２の非反転入力端子は周波数指令信号ラ
イン２３に接続され０反転入力端子は変調回路１８を介
して三角波発生回路１９に接続されている。次に動作原
理及び各部を更に詳しく説明する。

〔動作原理〕

完全に平滑ばれた直流電圧を供給する直流電源に接続さ
れた三相雷圧型インバータにおいて各相電圧の和、Ｖａ
＋Ｖｂ＋Ｖｏ＝Ｏに中性点電圧を選べばこれらの瞬時例
は空間ベクトル Ｖ＝２／３　（Ｖａ−’Ｖｂ、ｅ−ｊ２π／３＋ｖｃ、
ｅ−ｊ４π／３）として定義される瞬時空間ベクトルで
表てことができる。インバータのスイッチング状態によ
り。

出力の瞬時全問電圧ベクトルは計８ａＩ類ある。そのう
ちの２つＶｏ（０００）−Ｖ７（１１１）は出力が短絡
されるため零電圧ベクトルである。出力に正弦沢対称三
相交流を得るためｉｃは、電圧ベクトルを時間積分した
ベクトル即ち磁束ベクトルの軌跡も円にならなければな
らないから、電圧ペクトｘ　ｉｌ　円に沿５よ’ｌにイ
ンバータのスイッチカ選ハれる。またベクトルが一定速
度で進んだとしても第４図の０度の所は３０度の所より
もスイッチング回数が多いなめに、直流電圧に比例した
速度で回転する磁束ベクトルの軌跡は、第４図の６０度
の部分で速く、０度の部分で遅くなり、完全な正弦波が
得られない。磁束ベクトルの速度の速くなる部分は第４
図で３０度、９０度、１５０度、２１０度、２７０度、
３３０度の部分であり、速度の遅くなる部分はこれ等の
中間部分である。従って、この速度分布は三相インバー
タ出力の三相全波整流波形のようになる。そこで、第１
図では第３のメモリ′Ｍ３に、第５図囚に示す逆変換回
路５の出力電圧の三相全波整流鼓形に対応する５ピツト
のデータａが書さ込筐れている。磁束ベクトルを一定速
度で回転させるためには電圧ベクトルの進む速さを第５
図囚の三相全波整流鼓形の逆数に従うように変調してや
ればよい。この電圧ベクトルの速度変調は、第１図では
変調回路１８に乗算ＤＡ変換器（Ｍ−Ｄ／Ａ）を使用し
、三角波発生器１９から与えられる一足珈幅の三角波を
第５図■の三角波信−＠ｂに示すように変調し、これを
第２の比較器２２に入力ざゼ、第５図ＣＢＪの周波数指
令信号Ｃと比較することによって第５図■に示す比較出
力を形成し、これをＡＮＤゲート２０に与え。

第５図［Ｆ］の比較出力が高レベルの期間のみ第５図■
に示す如くりａツク信号を通過させ、これをアドレスカ
ウンタ１０［７１Ｄえることにより達成ばれる。要する
に、第４図の磁束ベクトルの回転が速くなる６０度の近
傍部分では、アドレスカウンタ１０の単位時間長当りの
人カクａツクパルス数を多くし、０度の近傍部分では少
なくする。これにより、磁束ベクトルの速度が円周士で
一足になる。

なお、第２のメモリＭ２のゼロベクトルが選析これてい
る時には、第４図の軌跡の運動は止まり、負荷の時定数
に従って中心方向に移動し、速度調整か行われる。

以上の説明は逆変換回路５の入力段に大容量のコンデン
サを設けてリプルの小さい直流電圧を入力ざゼた場合に
ついてであった。これに対し、リプルを有する直流電圧
を入力はせると、！圧ベクトルはリプルの最大偽では速
く進み、最小値では遅く進むため磁束ベクトル軌跡は円
にならない。

そこで、第１図では逆変換回路５の入力直流ライン２４
にリプル検出ライン２５が設けられ、これが割算器１６
に接続されている。割算器１６はライン１７から与えら
れる直流の電圧指令信号Ｅ＋をリプル検出電圧ｅ１で割
算してＥＩ／ｅｌ＝ｄを出力するものである。リプル補
償された電圧指令信号ｄは第５図の）に示ｊ波形となり
、第１の比較器１４に入力する。なおリプル検出電圧ｅ
１は入力１！源ライン１，２．３の三相電圧な全波整流
した時のリプルを含む。第１の比１ｉ９器１４では第５
図（ａに示す三角波信号すとリプル補償された電圧指令
信号ｄとを比較し、第５図（Ｃ）に示す比較量カケ発生
する。第５図（Ｃ）の波形の高レベルに応答して第１の
ＡＮＤゲート１１が導通状態になり、第１のメモリＭ１
の有偽ベクトルが出力され、第５図ＣＣ）の波形の低レ
ベルに応答して第２のＡへＤゲート１６が導通状態にな
り、第２のメモリＮ、のゼロベクトルが出力される。第
２のメモリ拘２からゼロベクトルを出力する時間長はＥ
ｌ　／　ｅ　Ｉ　Ｌｌｃ比例し、リプルが大きい期間は
とゼロベクトルの出力時間が長くなり。

電圧ベクトルの速度が補正され、電圧ベクトルが人力波
形のリプルに無関係に一定速度で進むようになる。従っ
て、入力ライン２４に大型な平滑用電解コンデンサを設
けずに、高周波スイッチングノイズ除去用のバイパスコ
ンデンサ７を設けるのみであっても、逆変換回路５の出
力ライン２６゜２７．２８に近似正Ｉｌｉ：波電圧を得
ろことができる。

ＣＲＯＭの内容〕 ＲＯＭ９の各メモリＭ１．　Ｍ２．　Ｍａには第２図に
原理的に示す如くデータが誉ぎ体重れている。即ちＲＯ
Ｍ９の各メモリＭ、〜Ｍ３は例えばアドレス０〜５１１
を夫々有し、第１のメモリＭ１のアドレス０〜６には例
えば電圧ベクトルｖ、、　ｖ、、　Ｖ、。

ｖ２の６ビツトデータ（Ａ、Ｂ、ｅ）が顯Ｖｃ書き体重
れ、第２のメモリＭ２のアドレス０〜３にはゼロベクト
ルＶ７．　ｖｏ、　ｖ、、　Ｖｏノテータ’２５’１ｌ
ｉＩＣ１１Ｆ込まれ、第６のメモリＭ３には逆変換回路
５の三相出力の全波整流波形に対応する５ビツトのデー
タａが順次に曹さ体重れている。残りのアドレス４〜５
１１にもアドレス０〜３と同一の原理でベクトルデータ
が曹ぎ体重れている。第２図の各アドレスのベクトルデ
ータは原理を示すものであるため。

実際のデータとは異なる。今、第１のメモリＭ＋のアド
レス０〜８４（０°〜６０′″区間に対応）の実際の電
圧ベクトルデータを示すと。

Ｖｓ、　ｖ、、　Ｖｓ、　ｖ６．　ｖ２．　ｖ２．　Ｖ
ｇ、　Ｖｚ、　Ｖｇ、　Ｖｇ−Ｖｇ、　Ｖｓ、　ｖ６．
　Ｖｓ、　Ｖｇ、　Ｖｇ、　Ｖｇ、　Ｖｇ、　Ｖｇ、　
Ｖｇ。

Ｖｇ、　ｖ６．　Ｖｇ、　Ｖｓ、　ｖ２．　ｖｆｆ、　
Ｖｇ、　Ｖｚ、　ｖ、、　Ｖｇ−Ｖｚ−Ｖｔ、　ｖ、、
　Ｖｇ、　Ｖ７．　Ｖｇ、　ｖ２．　ｖ２．　ｖ２．　
Ｖｇ−ｖ、、　Ｖｇ、　Ｖｔ、　Ｖｔ、　Ｖｇ、　Ｖｔ
、　Ｖｚ、　Ｖｚ、　Ｖｇ、　Ｖｘ。

ｖ、、ｖ、、　Ｖｇ−Ｖｔ、　Ｖｇ、　ｖｆｆ、　Ｖｇ
、　Ｖｚ、　Ｖｙ、　Ｖｇ。

ｖ、、　Ｖｓ、　Ｖｓ、　Ｖｓ、　Ｖｇ、　ｖ、、　Ｖ
ｇ、　Ｖｇ−Ｖｇ−Ｖｇ−ｖ、、　ｖ＊、　ｖ３．　Ｖ
ｇ、　Ｖｇ、　ｖ２．　Ｖｇ、　Ｖｇ、　Ｖｇ、　Ｖｇ
。

ｖ、、　Ｖｓ、　Ｖｇ、　Ｖｇ、　Ｖｇになる１〔電圧
ベクトル〕 第６図は６個の電圧ベクトルＶ＋−Ｖｇと、２つのゼロ
ペクト／Ｌ、Ｖｏ、Ｖ、とを示す。スイッチング素子Ａ
１．　Ｂｌ＆　Ｃ１ノとり得るスイッチング状態は、（
０００）、（００１）、（０１０）、（０１１）。

（１００）、（１０１）、（１１０）、（１１１）ノｓ
ツｒアルノｒ、　コｈヲＶｎ、　ｖ、、　ｖ、、　ｖ、
。

Ｖ４−　Ｖ５．　ｖ、、　Ｖ７で表わ丁ことにする。本
実施例の装置では、電圧ベクトルＶ。−ｖ７が第１及び
第２のメモ！１Ｍ＋、Ｍｚに■さ込！れ、これが制御デ
ータｃＡ、Ｂ、ｅ）として出力される。８つのベクトル
Ｖｏ〜ｖ７を組み合せると、正弦波出力電圧及び回転磁
界ベクトルを得ることが出来る。

〔ベクトル選択〕

第４図は回転磁界ベクトルφ１を得るための電圧ベクト
ルの選択を示すものである。回転磁界ベクトルφ１の先
端（終点〕の軌跡を円に近づけるためには、３６０°〜
３０°区間で第６Ｅｔび第２のペクトＡＶＩ１．　ｖ２
．３０°〜９０’ｌ、ｌ”ｌｒｉ　２１ｈ　ヒａ　３　
ノヘクト３　Ｖ２．　Ｖ３．９０°〜１５０°区ＭＴ［
ｌｌ＋’第１　ノヘｙ　トルＶ３．　Ｖ、、　　１５０
°〜２１０’区１’１５ｒＷｉｇ　１　ｋヒｆｊｇ５（
１’＞ヘク）ルＶ１．　Ｖｓ、　２１０°〜２７０゜区
間？第５ａび第４（’）ベク）ルＶ５．Ｖ４．２７０’
〜３６０°区間で第４及び第６のベクトルＶ４．　Ｖ。

？：選釈する。原理的に示す第４図の３３０°〜６０°
区間では壱佃ベクトルとしてＶｓとｖ２とが選択され、
ベクトル回転を止める時にゼロベクトルｖ７が選択され
ている。

第１の比較器１４の出力ビットが低レベルの時には、第
２のメモ＋７　Ａ１．が選択づれ、第１の比較器１４の
出力が高レベルの時Ｔ／ｃは第１のメモＩＪＭ、が選択
される。第２の比較器２２の出力が高レベルの期間＆Ｃ
ｉｊクロックパルスはＡＮＤゲート２０を通過してアド
レスカウンタ１０の人力パルストする。これにより、カ
ウンタ１０のｎピット（９ビツト）の個がアップ動作で
増大し、第１のメモリＭ１のアドレスが順次に指定ジれ
る。しかし、第２の比較器２２σ）出力が低レベルにな
ると、アドレスカウンタ１０のクロック入力が禁止され
、アドレスカウンタはこの時点のアドレス指定を保持す
る。例えば、第２図に示す如くアドレス２でメモリＭＩ
のベクトルｖ６が読み出されている時に、メモリＭ２が
選択されると、同一のアドレス２Ｖｃおけるゼａベク）
／’Ｖ７（１１１）が選択される。ゼａペクトｈＶｔｔ
ｉ第１の比較器１４の出力が低レベルの間発生し続け、
比較出力が高レベルｉｃ戻って再びカウンタ１０にクロ
ックパルスが入力し、カウンタ１０の出力が１段インク
リメントされると、第１のメモリＭｌのアドレス６の電
圧ベクトルＶ、（Ｏｌｏ）が選択される。ゼロベクトル
はＶ。（０００）とＶ、（１１１）との２種類から成る
が、スイッチ素子Ａ１〜Ｃ２の切換えが少なくてすむ方
のベクトルが選択される。カウンタ１０が１０進数の０
〜５１１に対応する２進数を発生し終ると、０〜３６０
度の全７Ｍ圧ベクトルデータがびみ出され、逆変換回路
５から三相の近似正弦波電圧が発生し。

ライン２６・　２７−２８に接続される例えば三相′９
流モータに円軌跡に近い回転磁界ベクトルが生じる。

［実験結果］ ＲＯＭ９には３６０／２０４８度毎にスイッチングパタ
ーン即ち有価ベクトル、ゼロベクトル。

リプルデータを：４ぎ込み、Ｒ＝１０Ω、Ｌ＝１０ｍＨ
の負荷を出力ライン２６．２７・２８に接続し、第１図
のコンデンサ７の代りに４７０μＦの平滑用Ｓ！解コン
デンサを接続し、逆に侯回路５は単なるＰＷＭ駆動して
近似正弦波を出力ざゼた場合の入力電源線１．２．３に
おける入力を流波影。

直流ライン２４．２５の直流電圧波形、出刃ライン２６
．２７．２８の出力電流波形は第６１囚に示す通りであ
った。！た。直流ライン２４に平滑用コンデンサを接続
しないで５μＦのバイパス用コンデンサ７を接続し、リ
プル検出ライン２５及び変調回路１８を省いた場合の第
６１囚と同一位置の入力電流波形、直流１圧彼形、出力
［流波形を測定したところ、第６図の）になった。また
、第１図の本実施例に従う方式で第６１囚と同一位置の
入力電流波形、直流電圧波形、出方′ｌｆかＣ波形な測
定したところ、第６図（ＯＫなった。第６１囚の出力電
流波形と第６図（Ｃ）σ）出力電流波形との比較から明
らかな如く第１図の回路によれば平滑用コンデンサを設
けた場合と実質的に同一の出力を得ることができる。ま
た、入力電流波形及び入力力率の改善が司能になる。ま
た平滑用コンデンサを省くことがでさるのみでなく、こ
の光電用の抵抗や、これを短絡するスイッチ等を省くこ
とができ。

装置の小型化が達成される。

〔変形例〕 本発明は上述の実施例に駆足されるもσ）でなく。

例えば次の変形が可能なものである。

＋３１　　スイッチング累子Ａ１〜Ｃ２としてＦＥＴを
使用してもよい。

ｆｂｌ　　１１Ｆ圧、指令信号Ｅ、を出力電圧と基臨値
との誤差出力としてヰ）よい。

（ｃｌ　　周波数指令信号Ｃを出力に基づいて制御する
ようにしてもよい。

（ｄｉ　　割算器１６の代りに減算回路を使用してリプ
ル補償した電圧指令信号ｄを形成してもよい。

〔発明の効果〕

上述から明らかな如（本発明によれば、逆変換回路の入
力段に？ける平滑用コンデンサを省くか又は小型化する
ことが可能になり、装置の小型化を達成することができ
る。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例に係わる周波数変換装置を示す
ブロック図。 第２図は第１図のＩｔ　ＯＬｌの内容の一部な原理的に
示す図。 第３図は電圧ベクトルを示す図。 第４図は回転ｉ界ベクトルを示す図２ 第５図は第１図の各部の状態を示す波形図。 第６図は第１図及び′比較例の各部の波形図である。 １．２．３・・・電ω線、４・・・整流回路、５・・・
逆変換００路、７・・・バイパス用コンデンサ、９・・
・ＲＯＬｌ　。 １４・・・第１の比較器、１６・・・割λ器、１７・・
・電圧指令信号ライン、２２・・・第２の比較器、２５
・・、リプル検出ライン。 代　　理　　人　　　高　　野　　則　　次第２図 第４図 １８ｏ０ 第５図 （Ａ）Ｍ３の自緊 （Ｅ）。 （Ａ） ６図 （Ｂ）　　　　　　　　　（Ｃ） ｉＪ形　　　　　　　　人力型〕しβ勃砒ｉ弔　　１１
電圧Ａ脅

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 〔１〕交流を直流に変換する整流回路と、 複数のスイッチング素子によつて前記整流回路の出力電
   圧をパルス幅変調状態に断続することによつて交流電圧
   に変換する逆変換回路と、 前記逆変換回路から近似正弦波電圧を得ることができる
   ように前記複数のスイッチング素子を一括制御するため
   の電圧ベクトルデータが書き込まれているメモリと、 前記整流回路の出力電圧のリプル成分を検出するリプル
   検出回路と、 前記リプル検出回路に基づいて前記リプル成分が有るに
   も拘らず前記変換回路から近似正弦波電圧を得ることが
   出来るように前記メモリのディジタルデータの読み出し
   を制御する制御回路とから成る周波数変換装置。