JPS62207196A - インバータによるモータ制御装置 - Google Patents
インバータによるモータ制御装置Info
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- JPS62207196A JPS62207196A JP61047875A JP4787586A JPS62207196A JP S62207196 A JPS62207196 A JP S62207196A JP 61047875 A JP61047875 A JP 61047875A JP 4787586 A JP4787586 A JP 4787586A JP S62207196 A JPS62207196 A JP S62207196A
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
- H02M7/53871—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
- H02M7/53873—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
-
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
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- H02M7/53875—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
- H02M7/53876—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
- H02P23/30—Direct torque control [DTC] or field acceleration method [FAM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔韮条上の利用分野〕
不発明は、ＰＷＭ（パルス幅変駒ンのスイッチングパタ
ーン（単位ベクトルデータ）をメモリに予めＩｌぎ込ん
で２ぎ、これを読み出すことによってインバータを制御
し、インバータに接続された交流モータの速度制御を行
う方式に関し、爽に詳細には、比較的簡単な構成によっ
て超低速運転状態’ａ−得ることができる制御方式に関
する。
ーン（単位ベクトルデータ）をメモリに予めＩｌぎ込ん
で２ぎ、これを読み出すことによってインバータを制御
し、インバータに接続された交流モータの速度制御を行
う方式に関し、爽に詳細には、比較的簡単な構成によっ
て超低速運転状態’ａ−得ることができる制御方式に関
する。
交流モータの速度制御ケ行うために、ＰＷＭ制御インバ
ータを使用することは公知である。でた、ＰＷＭ制御を
行うために、近似正弦波が得られる工うに、 ＰＷＭス
イッチングパターンを予めＴ（ＯＭに曹ぎ込んでおぎ、
これに基づいてインバータを制御することも公知である
。更に、三相インバータを各相独立に制御上ずに、三相
を一括制御し、所望の電圧ベクトルを発生嘔ゼ、所望の
回転磁界７ｒ％る方式も既に提案されている。
ータを使用することは公知である。でた、ＰＷＭ制御を
行うために、近似正弦波が得られる工うに、 ＰＷＭス
イッチングパターンを予めＴ（ＯＭに曹ぎ込んでおぎ、
これに基づいてインバータを制御することも公知である
。更に、三相インバータを各相独立に制御上ずに、三相
を一括制御し、所望の電圧ベクトルを発生嘔ゼ、所望の
回転磁界７ｒ％る方式も既に提案されている。
ところで、簡単な構成でフィードバック制御が可能であ
り、且つ超低速制御が可能なモータの速度制御方式は１
だ提案されていない。そこで、本発明の目的は上記制御
が可能な方式を提供することにある。
り、且つ超低速制御が可能なモータの速度制御方式は１
だ提案されていない。そこで、本発明の目的は上記制御
が可能な方式を提供することにある。
上記目的ケ璋戟するための本発明は、インバータ馨ハル
ス＃Ａ変調ＣＦＷＭ）制御するためのＰＷＮ１スイッチ
ングパターンが予め魯ぎ込１れているメモリから、前記
ＰＶＨＶＩスイッチングパターンを読み出して前記イン
バータを制御することにより前記インバータに接続され
た交流モータの速度馨制御する方式にあ・いて、前Ｂピ
モータの回転速度又は回に速度に長連した情報を示す検
出信号な得て、この検出信号と前記モータのＰ）１望（
ロ）転速度な示す回転基準係号との差が小豆くなるに従
って前言ピインバータの零ベクトル出力時１１１ｉＪが
長くなるように罰ｈαメモリの読み出しＹ匍」御するこ
とを特徴とするインバータによるモータ制御方式に係わ
るものである。
ス＃Ａ変調ＣＦＷＭ）制御するためのＰＷＮ１スイッチ
ングパターンが予め魯ぎ込１れているメモリから、前記
ＰＶＨＶＩスイッチングパターンを読み出して前記イン
バータを制御することにより前記インバータに接続され
た交流モータの速度馨制御する方式にあ・いて、前Ｂピ
モータの回転速度又は回に速度に長連した情報を示す検
出信号な得て、この検出信号と前記モータのＰ）１望（
ロ）転速度な示す回転基準係号との差が小豆くなるに従
って前言ピインバータの零ベクトル出力時１１１ｉＪが
長くなるように罰ｈαメモリの読み出しＹ匍」御するこ
とを特徴とするインバータによるモータ制御方式に係わ
るものである。
上ｂＣ発明において、例えば、モータの速ＰＩＥ−ｉｓ
目憚よジも篩い時には、インバータの零ベクトル発生時
間が長くなる。従って、ＰＷＭ波の１周期が長くなり、
インバータの出力周波数が低下し、１だインバータ出力
電圧が低下する。これにより、所望回転速度に向う。従
って、速度制御な容易に達成することかでざる。
目憚よジも篩い時には、インバータの零ベクトル発生時
間が長くなる。従って、ＰＷＭ波の１周期が長くなり、
インバータの出力周波数が低下し、１だインバータ出力
電圧が低下する。これにより、所望回転速度に向う。従
って、速度制御な容易に達成することかでざる。
次に、本発明の１実施例に係わる三相モータの速Ｆ１制
御方式ケ説明する。第１図において、三相誘導電動機か
ら成ろモータ（１）には、ＰＷＭ制御司能な三相インバ
ータ（２）が接続されている。インバータ（２３は、直
流電源（３１にトランジスタから成るスイッチ素子Ａ１
．Ａ、、Ｂ１、Ｂ２、Ｃ８、Ｃ２をブリッジ接続したも
のである。６個のスイッチ素子Ａ１−Ｃ２汀、駆動回路
（４）から供給される制御信号に応答してオン・オフ動
作する。なお、インバータ（２）の上側の３つのスイッ
チ素子Ａ、、Ｂ１．Ｃ，と下側の３つのスイッチ素子Ａ
２、Ｂ２、Ｃ２とは、互いに逆に動作するので、一方の
制御’に％定丁れば、インバータ全体の制御が特定でれ
る。ここでは、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）（５１
２）１ら読み出される５４１．第２、及び第３の信号Ａ
、、Ｂ、Ｃによりインバータ制御状態を％定し、信号Ａ
、Ｂ、Ｃが高レベル即ち論理“ｌ”の時にスイッチ素子
Ａ、、ｂｔ、 ｃｌがオン、低レベル即ち論理 ０°の
時にスイッチ素子Ａ、、Ｂ、、Ｃ１がオフとするＯ ＲＯＭ （５１はインバータ（２）をＰＷＭ制御するた
めのＰ’ＷＭスイッチングパターン（単位ベクトルデー
タ）ケ予め誉さ込んだものである。このＲＯＭ（５１は
正転ＰＷＭパターンメモリＭ！と、正転用ゼロベクトル
メモリＭ２と、逆転ＰＷＭパターンメモリＭ３と、逆転
用ゼロベクトルメモリＭ４とを有する。
御方式ケ説明する。第１図において、三相誘導電動機か
ら成ろモータ（１）には、ＰＷＭ制御司能な三相インバ
ータ（２）が接続されている。インバータ（２３は、直
流電源（３１にトランジスタから成るスイッチ素子Ａ１
．Ａ、、Ｂ１、Ｂ２、Ｃ８、Ｃ２をブリッジ接続したも
のである。６個のスイッチ素子Ａ１−Ｃ２汀、駆動回路
（４）から供給される制御信号に応答してオン・オフ動
作する。なお、インバータ（２）の上側の３つのスイッ
チ素子Ａ、、Ｂ１．Ｃ，と下側の３つのスイッチ素子Ａ
２、Ｂ２、Ｃ２とは、互いに逆に動作するので、一方の
制御’に％定丁れば、インバータ全体の制御が特定でれ
る。ここでは、ＲＯＭ（リードオンリーメモリ）（５１
２）１ら読み出される５４１．第２、及び第３の信号Ａ
、、Ｂ、Ｃによりインバータ制御状態を％定し、信号Ａ
、Ｂ、Ｃが高レベル即ち論理“ｌ”の時にスイッチ素子
Ａ、、ｂｔ、 ｃｌがオン、低レベル即ち論理 ０°の
時にスイッチ素子Ａ、、Ｂ、、Ｃ１がオフとするＯ ＲＯＭ （５１はインバータ（２）をＰＷＭ制御するた
めのＰ’ＷＭスイッチングパターン（単位ベクトルデー
タ）ケ予め誉さ込んだものである。このＲＯＭ（５１は
正転ＰＷＭパターンメモリＭ！と、正転用ゼロベクトル
メモリＭ２と、逆転ＰＷＭパターンメモリＭ３と、逆転
用ゼロベクトルメモリＭ４とを有する。
各メモリＭ、〜Ｍ４はθ〜５１１１での５１２アドレス
を夫々有し、夫々アップ・ダウンカウンタ（６）の９ビ
ツトの２進出カライン（６ａ）の値でアドレス指定され
る。但し、４つのメモｌｊＭ、〜Ｍ４から１つが選択芒
れ、この選択されたメモリの出力のみがインバータ（２
）の制御のために有効に使用δれる。この選択を行うた
めに）ｉ ０ Ｍ （５１は零ベクトル選択制御信号入
力端子（７）と、正転逆転選択制御伽号入力端子（８）
とン１する。零ベクトル選択制御信号入力端子（７）が
論理”０”の時にはメモリＭ１とＭ３とのいずれか一方
が選択され、論理＠１”の時にはメモｖＭ２とＭ２との
いずれか一方が選択される。また、正転逆転選択制御信
号入力端子（８）が１０”の場合にはメモリＭ１とＭ２
とのいずれか一方が選択され、“】”の場合にはメモＩ
ＪＭ、とＭ４とのいずれか一方が選択ブれる。今、ライ
ン（６ａ）の９ビット’ａ’Ｂｏ″−Ｂ＠で表わし、入
力端子（７）の入力ビツトｙＢ、で表わし、入力端子（
８１の入カビツ） ４ Ｂ１．で表わすとすれば、Ｈ。
を夫々有し、夫々アップ・ダウンカウンタ（６）の９ビ
ツトの２進出カライン（６ａ）の値でアドレス指定され
る。但し、４つのメモｌｊＭ、〜Ｍ４から１つが選択芒
れ、この選択されたメモリの出力のみがインバータ（２
）の制御のために有効に使用δれる。この選択を行うた
めに）ｉ ０ Ｍ （５１は零ベクトル選択制御信号入
力端子（７）と、正転逆転選択制御伽号入力端子（８）
とン１する。零ベクトル選択制御信号入力端子（７）が
論理”０”の時にはメモリＭ１とＭ３とのいずれか一方
が選択され、論理＠１”の時にはメモｖＭ２とＭ２との
いずれか一方が選択される。また、正転逆転選択制御信
号入力端子（８）が１０”の場合にはメモリＭ１とＭ２
とのいずれか一方が選択され、“】”の場合にはメモＩ
ＪＭ、とＭ４とのいずれか一方が選択ブれる。今、ライ
ン（６ａ）の９ビット’ａ’Ｂｏ″−Ｂ＠で表わし、入
力端子（７）の入力ビツトｙＢ、で表わし、入力端子（
８１の入カビツ） ４ Ｂ１．で表わすとすれば、Ｈ。
〜Ｂ、の９ビツトでアドレスが指定される。またＢ９、
Ｂ１０が［０（１）の時に第１のメモリＭ＋（正転ＰＷ
Ｍスイッチングバタン）が選択され、［（ｊｌ］の時に
第２のメモリＭ、（正転用ゼロベクトル）が選択され、
〔ｌＯ〕の時に第３のメモ’） Ｍｓ （逆転ＰＷＭス
イツテンクパターンンが選択され、［１１〕の時に第４
のメモリＭ、（逆転用零ベクトルノが選択δれる。
Ｂ１０が［０（１）の時に第１のメモリＭ＋（正転ＰＷ
Ｍスイッチングバタン）が選択され、［（ｊｌ］の時に
第２のメモリＭ、（正転用ゼロベクトル）が選択され、
〔ｌＯ〕の時に第３のメモ’） Ｍｓ （逆転ＰＷＭス
イツテンクパターンンが選択され、［１１〕の時に第４
のメモリＭ、（逆転用零ベクトルノが選択δれる。
）ｔ （Ｊ Ｍ （５）及びカウンタ（６（馨制御して
インバータ（２）の出力電圧を制御するために、モータ
（１）に速度発電後から成る速度検出器（９）が貼合さ
れ、この出カライン（９ａ）が比較回路００）に接続さ
れている。このため、比較回路（１０１は、＠流しベル
から成る速度検出信号と基準信号ラインαυｆＪ）ら与
えられる所望回転速度に対応する基準信号とを比較し、
この差信号を出力する。比較回路ＱＯＩから得られる差
信号は例えば、Ｋ （１＋ −信Ｓ ）で表ゎ嘔れる特
性の比例積分回路α４ン通る。比例積分回路αりの出力
ライン０りの差信号ＶＤは、この差信号Ｖつの正負？判
定するだめの第１の比較器ａ４Ｊに入力すると共に、絶
対胆回路ａ５１馨通って第２の比較器α（へ）に入力す
る。
インバータ（２）の出力電圧を制御するために、モータ
（１）に速度発電後から成る速度検出器（９）が貼合さ
れ、この出カライン（９ａ）が比較回路００）に接続さ
れている。このため、比較回路（１０１は、＠流しベル
から成る速度検出信号と基準信号ラインαυｆＪ）ら与
えられる所望回転速度に対応する基準信号とを比較し、
この差信号を出力する。比較回路ＱＯＩから得られる差
信号は例えば、Ｋ （１＋ −信Ｓ ）で表ゎ嘔れる特
性の比例積分回路α４ン通る。比例積分回路αりの出力
ライン０りの差信号ＶＤは、この差信号Ｖつの正負？判
定するだめの第１の比較器ａ４Ｊに入力すると共に、絶
対胆回路ａ５１馨通って第２の比較器α（へ）に入力す
る。
第１の比較器（１４１の出力端子はカウンタ（６）のア
ップ・ダウン人力湖子ｔＪ／ＤＫ接続されていると共に
Ｒ（Ｊ Ｍ （５１の零ベクトル選択信号入力端子（力
に接続されている。
ップ・ダウン人力湖子ｔＪ／ＤＫ接続されていると共に
Ｒ（Ｊ Ｍ （５１の零ベクトル選択信号入力端子（力
に接続されている。
ａ力は発掘器（Ｏ８（、’ ）であって％２０〜５０ｋ
Ｊｉｚ程友のクロックパルスを発生する。この発振器ａ
力の出力端子はＡＮＤゲート０８の一方の入力端子に接
続され、このＡへＤゲートα樽の出力端子がカウンタ（
６）のクロック入力端子ＣｌＩＣ＆続されているので、
ＡＮＤゲートα団のもう一方の入力端子が高レベルの時
のみ発振器ａ′７）の出力がクロックパルスとしてカウ
ンタ（６）に入力する。
Ｊｉｚ程友のクロックパルスを発生する。この発振器ａ
力の出力端子はＡＮＤゲート０８の一方の入力端子に接
続され、このＡへＤゲートα樽の出力端子がカウンタ（
６）のクロック入力端子ＣｌＩＣ＆続されているので、
ＡＮＤゲートα団のもう一方の入力端子が高レベルの時
のみ発振器ａ′７）の出力がクロックパルスとしてカウ
ンタ（６）に入力する。
第２の比較器α６（は非反転入力端子には三角波発生器
α■が接続されている。三角波発生器０油は例えば、発
振器（１７１の出力周波数よりは低い１．５ｋＨｚで三
月波篭圧Ｖ。（キャリア）を発生し、このＶ。と差信号
ＶＤの絶対値とが比較器α６ｊで比較されろ。第２の比
較器（１６１の出力端子はへＯ′Ｆ回路（イ）を介Ｌ５
てＡＮＤケートα稀の入力端子に接続されていると共に
、ＲＵ Ｍ （５）の正転逆転制御信号入力端子（８）
に接続されている。
α■が接続されている。三角波発生器０油は例えば、発
振器（１７１の出力周波数よりは低い１．５ｋＨｚで三
月波篭圧Ｖ。（キャリア）を発生し、このＶ。と差信号
ＶＤの絶対値とが比較器α６ｊで比較されろ。第２の比
較器（１６１の出力端子はへＯ′Ｆ回路（イ）を介Ｌ５
てＡＮＤケートα稀の入力端子に接続されていると共に
、ＲＵ Ｍ （５）の正転逆転制御信号入力端子（８）
に接続されている。
〔１イＵＭの内容〕
Ｒ（Ｊ Ｍ （５１には第２図に原理的に示す如くデー
タが豊さ込でれている。即ちＲＯＭ （５７の各メモリ
Ｍ。
タが豊さ込でれている。即ちＲＯＭ （５７の各メモリ
Ｍ。
〜Ｍ４ハアドレス０〜５１１ｉ有し、正転ＰＷＭパター
ンメモリＭ！のアドレス０〜３には例えば電圧ベクトル
Ｖ６、ｖ２、ｖ６、Ｖ２ （’） ｆ ｆｉ ２＞’
順Ｋ ’！ｔ Ｆ 込’Ｅれ、正転用ゼロベクトルメ
モリＭ２のアドレス０〜３には零ベクトルｖ７、Ｖｏ、
Ｖ、、Ｖｏのデータが順に誉ぎ込１れ、逆転ＰＷＭパ
ターンメモリＭ３のアドレス０〜３には電圧ベクトルｖ
１、ｖＩＩ％Ｖ、、Ｖ５のデータが順１ＣｉｌＦぎ込１
れ、逆転用ゼロベクトルメモリＭ４には零ベクトルＶｏ
、 Ｖ、、Ｖ、、 Ｖ、のデータが順に豊さ込１れてい
る。残りのアドレス４〜５１１にもアドレスＯ〜３と同
一の原理でベクトルデータが曹さ込１れている。第２図
の各アドレスのベクトルデータは原理を示すものである
ため、実際のデータとは異なる。今、正転ＰＷＭパター
ンメモリＭ１のアドレスθ〜８４（０６〜６０°区間に
対応）の実際の電圧ベクトルデータな示すと、Ｖｏ、ｖ
６、ｖ６、ｖ６、ｖ２、■２、Ｖ２、■２、■７、ｖ２
、Ｖ、、 Ｖ、、 Ｖ、、ｖ６、Ｖ２、ｖ２、ｖ２、ン
７、Ｖ２． Ｖ、、ｖ６、Ｖｏ、を１、ｖ６、ｖ２、■
２、Ｖ２、■７、■２、■３、ｖ２． ｖ、、 ｖ、、
ｖ２． ｖ２． ｖ、、 ｖ、、ｖ２、ｖ２、ｖ２、
ｖ２、■２、■２、Ｖ２、Ｖ２、Ｖ２、Ｖ！、 Ｖ、、
Ｖ２、Ｖ２、ν２、ｖ２、Ｖ２． Ｖ２、■２、■２、
Ｖ２、ｖ２、Ｖ２、ｖ２、Ｖ２． Ｖ３、Ｖ３． Ｖ３
． Ｖ、、Ｖ、、 Ｖ２． Ｖ２、ｖ２ｓ ｖ２ｓｖ２
、ｖ３、ｖ３、■３、■３、ｖ２、ｖ２、ｖ２、■！、
ｖ２、Ｖ２． Ｖ８、Ｖ３、Ｖ３、ＶｓｌＣｒ、Ｃ６゜
〔電圧ベクトル〕 第３図は６個の電圧ベクトルＶ、〜Ｖ６と、２つの零ベ
クトルＶｏ、Ｖ、とを示す。インバータ（２）のスイッ
チ素子Ａ１ ｓ ＢＩ、Ｃ１のとジうるスイッチング状
態は、（０００）、（０（ｌ Ｉ ）、（０１０）、（
０１１ン 、 （１０（１、（１０１） 、 （
１１０） 、（１１１７）８）Ｃ’、Ｔｈル（７）ｒ
、Ｃｔｔ’ｔ Ｖｏ、■４、Ｖ２、ｖ３、ｖ４、ｖ５、
ｖ６、Ｖｙ ”？？ ｔＲｔ） ｆ Ｃト’Ｉｃ スル
ｏ 本実施例の装置では、電圧ベクトルＶ。〜■７がＲ
ＯＭ （５１に曹ざ込１れ、これが制御データ（Ａ、Ｈ
，Ｃ）として出力嘔れる。８つのベクトルＶｏ＝Ｖｙ’
Ｙ組み合せると、正弦波出力電圧及び回転磁界ベクトル
選択ることが出来る。
ンメモリＭ！のアドレス０〜３には例えば電圧ベクトル
Ｖ６、ｖ２、ｖ６、Ｖ２ （’） ｆ ｆｉ ２＞’
順Ｋ ’！ｔ Ｆ 込’Ｅれ、正転用ゼロベクトルメ
モリＭ２のアドレス０〜３には零ベクトルｖ７、Ｖｏ、
Ｖ、、Ｖｏのデータが順に誉ぎ込１れ、逆転ＰＷＭパ
ターンメモリＭ３のアドレス０〜３には電圧ベクトルｖ
１、ｖＩＩ％Ｖ、、Ｖ５のデータが順１ＣｉｌＦぎ込１
れ、逆転用ゼロベクトルメモリＭ４には零ベクトルＶｏ
、 Ｖ、、Ｖ、、 Ｖ、のデータが順に豊さ込１れてい
る。残りのアドレス４〜５１１にもアドレスＯ〜３と同
一の原理でベクトルデータが曹さ込１れている。第２図
の各アドレスのベクトルデータは原理を示すものである
ため、実際のデータとは異なる。今、正転ＰＷＭパター
ンメモリＭ１のアドレスθ〜８４（０６〜６０°区間に
対応）の実際の電圧ベクトルデータな示すと、Ｖｏ、ｖ
６、ｖ６、ｖ６、ｖ２、■２、Ｖ２、■２、■７、ｖ２
、Ｖ、、 Ｖ、、 Ｖ、、ｖ６、Ｖ２、ｖ２、ｖ２、ン
７、Ｖ２． Ｖ、、ｖ６、Ｖｏ、を１、ｖ６、ｖ２、■
２、Ｖ２、■７、■２、■３、ｖ２． ｖ、、 ｖ、、
ｖ２． ｖ２． ｖ、、 ｖ、、ｖ２、ｖ２、ｖ２、
ｖ２、■２、■２、Ｖ２、Ｖ２、Ｖ２、Ｖ！、 Ｖ、、
Ｖ２、Ｖ２、ν２、ｖ２、Ｖ２． Ｖ２、■２、■２、
Ｖ２、ｖ２、Ｖ２、ｖ２、Ｖ２． Ｖ３、Ｖ３． Ｖ３
． Ｖ、、Ｖ、、 Ｖ２． Ｖ２、ｖ２ｓ ｖ２ｓｖ２
、ｖ３、ｖ３、■３、■３、ｖ２、ｖ２、ｖ２、■！、
ｖ２、Ｖ２． Ｖ８、Ｖ３、Ｖ３、ＶｓｌＣｒ、Ｃ６゜
〔電圧ベクトル〕 第３図は６個の電圧ベクトルＶ、〜Ｖ６と、２つの零ベ
クトルＶｏ、Ｖ、とを示す。インバータ（２）のスイッ
チ素子Ａ１ ｓ ＢＩ、Ｃ１のとジうるスイッチング状
態は、（０００）、（０（ｌ Ｉ ）、（０１０）、（
０１１ン 、 （１０（１、（１０１） 、 （
１１０） 、（１１１７）８）Ｃ’、Ｔｈル（７）ｒ
、Ｃｔｔ’ｔ Ｖｏ、■４、Ｖ２、ｖ３、ｖ４、ｖ５、
ｖ６、Ｖｙ ”？？ ｔＲｔ） ｆ Ｃト’Ｉｃ スル
ｏ 本実施例の装置では、電圧ベクトルＶ。〜■７がＲ
ＯＭ （５１に曹ざ込１れ、これが制御データ（Ａ、Ｈ
，Ｃ）として出力嘔れる。８つのベクトルＶｏ＝Ｖｙ’
Ｙ組み合せると、正弦波出力電圧及び回転磁界ベクトル
選択ることが出来る。
第４図は回転磁界ベクトルφ１を得るための電圧ベクト
ルの選択ケ示すものである。回転磁界ベクトルφ１の先
端（Ｐ一点）の軌跡？円に近づけるためには、３３０°
〜３０°区間で第６及び第２のペクトｔｂＶ６、ｖ２．
３０°〜９ （＋’区ｆｆ１ｌ テ第２ ｋ Ｕｌｐ、
：（ノヘクトＡＶ２、ｖ３．９０°〜１５０°区間で
第；３及び第１ノヘクトルｖ３、■１，１５０°〜２１
０°区間で第１ ｋ ヒ第５ ノヘクトルＶＩ、 Ｖ５
．２１０°〜２７０°区間で第５及び第４のベクトル■
５、ｖ４，２７０°〜３３ （＋’区間で第４及び第６
のベクトルＶ、、Ｖ、７選択する。原理的に示す第４図
の３：つ０°〜３０°区間では有意ベクトルとしてｖ６
とｖ２とが選択され、ベクトル回転を止める時に零ベク
トル■７が選択されている。モータ（１）！正転さゼる
時には第４図でＵＰで示す方向に回転磁界ベクトルφ１
が回転され、逆転又は制動する時には、ＤＯＷＮで示す
方向に回転ちれる。
ルの選択ケ示すものである。回転磁界ベクトルφ１の先
端（Ｐ一点）の軌跡？円に近づけるためには、３３０°
〜３０°区間で第６及び第２のペクトｔｂＶ６、ｖ２．
３０°〜９ （＋’区ｆｆ１ｌ テ第２ ｋ Ｕｌｐ、
：（ノヘクトＡＶ２、ｖ３．９０°〜１５０°区間で
第；３及び第１ノヘクトルｖ３、■１，１５０°〜２１
０°区間で第１ ｋ ヒ第５ ノヘクトルＶＩ、 Ｖ５
．２１０°〜２７０°区間で第５及び第４のベクトル■
５、ｖ４，２７０°〜３３ （＋’区間で第４及び第６
のベクトルＶ、、Ｖ、７選択する。原理的に示す第４図
の３：つ０°〜３０°区間では有意ベクトルとしてｖ６
とｖ２とが選択され、ベクトル回転を止める時に零ベク
トル■７が選択されている。モータ（１）！正転さゼる
時には第４図でＵＰで示す方向に回転磁界ベクトルφ１
が回転され、逆転又は制動する時には、ＤＯＷＮで示す
方向に回転ちれる。
［動 作］
次に、第５図〜第７図を診照して第１図の回路の動作を
説明する。ライン（９ａ）に得られる速度検出信号ライ
ンαυとの基準信号（目標信号）との比較に基ついて差
信号■。が得られると、この信号の正負が８１４１の比
較器（１４１で判定され、今、正信号であると丁れば、
第５図（Ｑのｔ４以前に示す如く比較出力が低レベル
（） となり、これがカウンタ（６）に入力する。この
ため、カウンタ（６）はこの期間にはアップ動作する。
説明する。ライン（９ａ）に得られる速度検出信号ライ
ンαυとの基準信号（目標信号）との比較に基ついて差
信号■。が得られると、この信号の正負が８１４１の比
較器（１４１で判定され、今、正信号であると丁れば、
第５図（Ｑのｔ４以前に示す如く比較出力が低レベル
（） となり、これがカウンタ（６）に入力する。この
ため、カウンタ（６）はこの期間にはアップ動作する。
第２の比較器ａ０に２いては、差信号ＶＤの絶対値と三
角波電圧Ｖ。とが第５図（４）に示す如く比較でれ、第
５図の）の出力が発生する。
角波電圧Ｖ。とが第５図（４）に示す如く比較でれ、第
５図の）の出力が発生する。
即ち三角波電圧■。が差信号Ｖ。の絶対値よりも＾い時
（１，〜ｔ２）に高レベル出力 ｌ を発生し、逆の時
（１２〜ｔｓ）には低レベル出力 Ｏを発生する。
（１，〜ｔ２）に高レベル出力 ｌ を発生し、逆の時
（１２〜ｔｓ）には低レベル出力 Ｏを発生する。
ｔｌ”＝ｔ２の工うに第２の比較器αｅの出力ビットＢ
ＩＧが高レベル １ であり、第１の比較器ａ弔の出力
ビットＢ９が低レベル （）の時には、ｌ（ＯＭ （５
１においてにＣＢ９ Ｂ１０］＝［０１］に応答して正
転用ゼロベクトルメモリＭ２が選択式れｓ ”２〜ｔ３
のように〔ＨｓＢ１ｏ１＝［００］の時には正転ＰＷＭ
パターンＭｌが選択石れる。また、第２の比較器叫の出
力が鳥レベル ｌ の期間＜ １．〜ｔｚ）では、Ｎ０
１回路（至）の出力が低レベルになり、ＡへＤゲート０
稀？発振！（１７７のクロックパルスが通過することが
阻止され、カウンタ（６）がインクリメントでれないた
め、同一アドレスを指定しｋｉｔける。一方、第２の比
較器αｅの出力が低レベルの期間（ｈ〜ｔ３）ではＮＯ
ＴＩａｌＭ（至）の出力が高レベルになるため、発振器
αＤの出力クロツクパルスｆｌＡＪＪＤケートａａ＋ｖ
ａ過してカウンタ（６）の入力パルスとなる。これＫよ
り、カウンタ（６）の９ビツトＢ。〜Ｂ、の値がアップ
動作で増大し、メモＩＪＭ、のアドレスが１＠次に指定
される。
ＩＧが高レベル １ であり、第１の比較器ａ弔の出力
ビットＢ９が低レベル （）の時には、ｌ（ＯＭ （５
１においてにＣＢ９ Ｂ１０］＝［０１］に応答して正
転用ゼロベクトルメモリＭ２が選択式れｓ ”２〜ｔ３
のように〔ＨｓＢ１ｏ１＝［００］の時には正転ＰＷＭ
パターンＭｌが選択石れる。また、第２の比較器叫の出
力が鳥レベル ｌ の期間＜ １．〜ｔｚ）では、Ｎ０
１回路（至）の出力が低レベルになり、ＡへＤゲート０
稀？発振！（１７７のクロックパルスが通過することが
阻止され、カウンタ（６）がインクリメントでれないた
め、同一アドレスを指定しｋｉｔける。一方、第２の比
較器αｅの出力が低レベルの期間（ｈ〜ｔ３）ではＮＯ
ＴＩａｌＭ（至）の出力が高レベルになるため、発振器
αＤの出力クロツクパルスｆｌＡＪＪＤケートａａ＋ｖ
ａ過してカウンタ（６）の入力パルスとなる。これＫよ
り、カウンタ（６）の９ビツトＢ。〜Ｂ、の値がアップ
動作で増大し、メモＩＪＭ、のアドレスが１＠次に指定
される。
しかし、１３時点で第２の比較器（１６１の出力が高レ
ベルになると、カウンタ（６）のタロツク入力が禁止さ
れ、カウンタ（６）はこの時廃のアドレス指定を保持す
る。例えば、第２図に示す如くアドレス２でメモリＭ、
のベクトルｖ６が読み出されている時に、メモＩＪＭ２
が選択されると、同一のアドレス２に２ける正転用零ベ
ク）ｈＶ７（］ １１ ）が選択でれる。
ベルになると、カウンタ（６）のタロツク入力が禁止さ
れ、カウンタ（６）はこの時廃のアドレス指定を保持す
る。例えば、第２図に示す如くアドレス２でメモリＭ、
のベクトルｖ６が読み出されている時に、メモＩＪＭ２
が選択されると、同一のアドレス２に２ける正転用零ベ
ク）ｈＶ７（］ １１ ）が選択でれる。
苓ベクトル■７セ第２の比較器（１６）の出力が高レベ
ルの間発生し続け、比較出力が低レベルに戻って再びカ
ウンタ（６）にクロックパルスが入力し、カウンタ（６
）の出力が１段インクリメントされると、正転ＰｖｖＭ
パターンメモリＭ、のアドレス３の電圧ベクトルＶ２（
０１０，１が選択される。零ベクトルはＶ。
ルの間発生し続け、比較出力が低レベルに戻って再びカ
ウンタ（６）にクロックパルスが入力し、カウンタ（６
）の出力が１段インクリメントされると、正転ＰｖｖＭ
パターンメモリＭ、のアドレス３の電圧ベクトルＶ２（
０１０，１が選択される。零ベクトルはＶ。
（００（１） トＶ、（ｌ ｌ １ ） ト＋７）２ａ
ｌ類カラ成ル；２＞”、スイッチ素子Ａ１％Ｃ２の切換
えが少なくてすむ方のベクトルが選択される。カウンタ
（６）が１０進数の０〜５１１に刈応する２進数を発生
し終ると、正転ＰＷＭパターンの０〜３６００の全電圧
ベクトル回転タが読み出され、インバータ（２）から三
相の近似正弦波電圧か発生し、且つモータ（１）に円軌
跡に近い回転磁界ベクトルが生じる。
ｌ類カラ成ル；２＞”、スイッチ素子Ａ１％Ｃ２の切換
えが少なくてすむ方のベクトルが選択される。カウンタ
（６）が１０進数の０〜５１１に刈応する２進数を発生
し終ると、正転ＰＷＭパターンの０〜３６００の全電圧
ベクトル回転タが読み出され、インバータ（２）から三
相の近似正弦波電圧か発生し、且つモータ（１）に円軌
跡に近い回転磁界ベクトルが生じる。
この様な制御にあ・いて、目標回転速度と検出速度との
差が小さくなると、第２の比較器αθの出力が高レベル
になる期間が相対的に長くなり、零ベクトルが選択され
る期間か長くなる。
差が小さくなると、第２の比較器αθの出力が高レベル
になる期間が相対的に長くなり、零ベクトルが選択され
る期間か長くなる。
１だ、ラインａυの基準信号のレベルを下けて低速回転
指令状態にすれば、差信号ＶＤの絶対値のレベルも低下
し、インバータ（２）の出力周波数ｆが低下すると共に
出力電圧Ｖも低下し、モータ（１）が低速駆動状態にな
る。
指令状態にすれば、差信号ＶＤの絶対値のレベルも低下
し、インバータ（２）の出力周波数ｆが低下すると共に
出力電圧Ｖも低下し、モータ（１）が低速駆動状態にな
る。
第５図の１４において逆転指令に切り侯り、差信号ＶＤ
が負になると、第１の比較器α力の出力が高レベルにな
り、逆転制御になる。なお、上記ＰＷＭ制御ＶＣ，シ・
いて、電圧ベクトルの切り換えが行われる時には、一対
のスイッチ素子ＡＩ、Ａ２ｓ又にＢ１０、ｌｊ２、又は
自、Ｃ２間がストレージ等で短絡され、これ等が破壊す
るおそれがあるので、これを防止するだめに、ベクトル
相互間に無制御期間を設けることが望ましい。
が負になると、第１の比較器α力の出力が高レベルにな
り、逆転制御になる。なお、上記ＰＷＭ制御ＶＣ，シ・
いて、電圧ベクトルの切り換えが行われる時には、一対
のスイッチ素子ＡＩ、Ａ２ｓ又にＢ１０、ｌｊ２、又は
自、Ｃ２間がストレージ等で短絡され、これ等が破壊す
るおそれがあるので、これを防止するだめに、ベクトル
相互間に無制御期間を設けることが望ましい。
第１図の方式によれば、第６図及び第７図に示す如く、
１２ ｒｐｈ又は０．１ ｒｐｈのような超低速制御が
可能になる。第６図に２いては、モータのロータが約８
度１で回っているのみであり、第７図でに約７曳１で回
っているのみである。な２、超低速制御のみならす、高
速回転にも適用可能である。
１２ ｒｐｈ又は０．１ ｒｐｈのような超低速制御が
可能になる。第６図に２いては、モータのロータが約８
度１で回っているのみであり、第７図でに約７曳１で回
っているのみである。な２、超低速制御のみならす、高
速回転にも適用可能である。
１だ、インバータ（２）の出力周波数ｆが低い時には出
力電圧Ｖも小さく、史にモータ（１）の１次巻線の電圧
降下で磁束が減少し、超低速運転が可能になる。第１図
の回路において、ＡＮＤゲートａ＆で発振器ａηの出力
パルスな匍［阻することによって出力周板数ケ低下芒ゼ
る代りに、ＡへＤゲート（ｌ印を省き、差信号ＶＤによ
り発振器ａ力の出力周波数ケ制御することも可能である
。しかし、この方式に比較し、第１図の方式では発振周
波数ケ変える必要がないので、簡単な回路構成で応答速
度の早い制御が可能になる。
力電圧Ｖも小さく、史にモータ（１）の１次巻線の電圧
降下で磁束が減少し、超低速運転が可能になる。第１図
の回路において、ＡＮＤゲートａ＆で発振器ａηの出力
パルスな匍［阻することによって出力周板数ケ低下芒ゼ
る代りに、ＡへＤゲート（ｌ印を省き、差信号ＶＤによ
り発振器ａ力の出力周波数ケ制御することも可能である
。しかし、この方式に比較し、第１図の方式では発振周
波数ケ変える必要がないので、簡単な回路構成で応答速
度の早い制御が可能になる。
また、この例では逆転制御を行うことが出来るので、制
動を容易に加えること、逆転モードを容易に得ることか
でざる。
動を容易に加えること、逆転モードを容易に得ることか
でざる。
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。
次の変形が可能なものである。
ｆａ＋ 比例積分回路ａ２ｒｔ比例回路又は積分回路
としてもよい。１だ、この槍の定数回路をライン（９ａ
）側に設けてもよい。
としてもよい。１だ、この槍の定数回路をライン（９ａ
）側に設けてもよい。
（ｂ＋ 速度検出器（９）の代ｖｌＣ、モータ（１）
の回転数に対応して得られる温度検出信号、位＆検比信
号、圧力検出信号、濃度検出信号等を検１ｔｈ１傷号と
し１、これと基準信号とを比較してもよい。
の回転数に対応して得られる温度検出信号、位＆検比信
号、圧力検出信号、濃度検出信号等を検１ｔｈ１傷号と
し１、これと基準信号とを比較してもよい。
［発明の効果〕
不発明によれば、簡単な回路構成でモータの速度ＷＪ
＠ ’！’行うことがり能になる。
＠ ’！’行うことがり能になる。
第１図は本発明の実施例に係わるモータの制御方式ケ示
すブロック図。 第２図は第１図のＲＯＭの内容の一部ン原理的に示す図
、 第３図は電圧ベクトルを示す図、 第４図に回転磁界ベクトルケ示す図、 第５図は第１図の各部の状態を示す図、第６図ｉｊ １
２ ｒｐｈ動作時の時間とモータ回転角度との関係な示
す特性図、 第７図は０，１ ｒｐｈ動作時の時間とモータ回転角度
との関係な示す特性図であ°る０ （１１・・・モータ、（吐・・イン／（−タ、（５）・
・・）（ＯＭ、（６）・・・カウンタ、（９）・・・速
度検出器、ＱＯＩ・・・比較回路、（１４）・・・第１
の比較器、Ｑｅ・・・第２の比較器。 代 理 人 高 野 則 次第２図 第４図 １８０′″ ｖＨ６図 ｊＩＴ図 ｔ（Ｓｅｃ） 手続補正書（自発） 昭和６１年３月２Ｓ日 特許庁長官 宇賀道部 殿 口 １、事件の表示 昭和６１年 特 許 願第４７８７５号２゜発明の名称
インバータによるモータ制御方式３、 補正をする者 事件との関係 出願人 ４、代理人 ５、 補正命令の日付 自 発 ６、 補正により増加する発明の数 ７、補正の対象 明細書の特許請求の範囲、及び発明の詳細な（１）
明細書の特許請求の範囲を別紙の通りに補正する。 （２） 明細書第３頁第６行の「予め」を抹消する。 （３）明細書第３頁第１２行〜第１３行の「を示す回転
」を「又は回転速度に関連した所望情報を示す」に補正
する。 （４）明細書第３頁第２０行の「よりも高い」を「に近
づいた」に補正する。 ２、特許請求の範囲 （１１インバータをパルス幅変調（Ｐ Ｗ Ｍ ）制御
するためのＰＷＭスイッチングパターンが書き込まれて
いるメモリから、前記ＰＷＭスイッチングパターン１ｃ
読み出して前記インバータを制御することＫより前記イ
ンバータに接続された交流モータの速度を制御する方式
において、 前記モータの回転速度又は回転速度に関連した情報を示
す検出信号を得て、この検出信号と前記って前記インバ
ータの零ベクトル出力時間が長くなるように前記メモリ
の読み出しを制御することを特徴とするインバータによ
るモータ制御方式。
すブロック図。 第２図は第１図のＲＯＭの内容の一部ン原理的に示す図
、 第３図は電圧ベクトルを示す図、 第４図に回転磁界ベクトルケ示す図、 第５図は第１図の各部の状態を示す図、第６図ｉｊ １
２ ｒｐｈ動作時の時間とモータ回転角度との関係な示
す特性図、 第７図は０，１ ｒｐｈ動作時の時間とモータ回転角度
との関係な示す特性図であ°る０ （１１・・・モータ、（吐・・イン／（−タ、（５）・
・・）（ＯＭ、（６）・・・カウンタ、（９）・・・速
度検出器、ＱＯＩ・・・比較回路、（１４）・・・第１
の比較器、Ｑｅ・・・第２の比較器。 代 理 人 高 野 則 次第２図 第４図 １８０′″ ｖＨ６図 ｊＩＴ図 ｔ（Ｓｅｃ） 手続補正書（自発） 昭和６１年３月２Ｓ日 特許庁長官 宇賀道部 殿 口 １、事件の表示 昭和６１年 特 許 願第４７８７５号２゜発明の名称
インバータによるモータ制御方式３、 補正をする者 事件との関係 出願人 ４、代理人 ５、 補正命令の日付 自 発 ６、 補正により増加する発明の数 ７、補正の対象 明細書の特許請求の範囲、及び発明の詳細な（１）
明細書の特許請求の範囲を別紙の通りに補正する。 （２） 明細書第３頁第６行の「予め」を抹消する。 （３）明細書第３頁第１２行〜第１３行の「を示す回転
」を「又は回転速度に関連した所望情報を示す」に補正
する。 （４）明細書第３頁第２０行の「よりも高い」を「に近
づいた」に補正する。 ２、特許請求の範囲 （１１インバータをパルス幅変調（Ｐ Ｗ Ｍ ）制御
するためのＰＷＭスイッチングパターンが書き込まれて
いるメモリから、前記ＰＷＭスイッチングパターン１ｃ
読み出して前記インバータを制御することＫより前記イ
ンバータに接続された交流モータの速度を制御する方式
において、 前記モータの回転速度又は回転速度に関連した情報を示
す検出信号を得て、この検出信号と前記って前記インバ
ータの零ベクトル出力時間が長くなるように前記メモリ
の読み出しを制御することを特徴とするインバータによ
るモータ制御方式。
Claims (1)
- （１） インバータをパルス幅変調（ＰＷＭ）制御する
ためのＰＷＭスイツチングパターンが予め書き込まれて
いるメモリから、前記ＰＷＭスイツチングパターンを読
み出して前記インバータを制御することにより前記イン
バータに接続された交流モータの速度を制御する方式に
おいて、 前記モータの回転速度又は回転速度に関連した情報を示
す検出信号を得て、この検出信号と前記モータの所望回
転速度を示す回転基準信号との差が小さくなるに従つて
前記インバータの零ベクトル出力時間が長くなるように
前記メモリの読み出しを制御することを特徴とするイン
バータによるモータ制御方式。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61047875A JPH0669305B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | インバータによるモータ制御装置 |
| US06/916,386 US4763060A (en) | 1986-03-05 | 1986-10-08 | AC motor drive method and system using a pulse width modulated inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61047875A JPH0669305B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | インバータによるモータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62207196A true JPS62207196A (ja) | 1987-09-11 |
| JPH0669305B2 JPH0669305B2 (ja) | 1994-08-31 |
Family
ID=12787555
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61047875A Expired - Lifetime JPH0669305B2 (ja) | 1986-03-05 | 1986-03-05 | インバータによるモータ制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4763060A (ja) |
| JP (1) | JPH0669305B2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JPH0191669A (ja) * | 1987-10-01 | 1989-04-11 | Isao Takahashi | インバータ装置 |
| JPH04236103A (ja) * | 1991-01-17 | 1992-08-25 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Ｐｗｍインバータ制御方式 |
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|---|---|---|---|---|
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| JPH01160393A (ja) * | 1987-12-17 | 1989-06-23 | Fanuc Ltd | ３相誘導電動機の結線切換装置 |
| JP2731815B2 (ja) * | 1989-03-11 | 1998-03-25 | サンケン電気株式会社 | モータ制御方法 |
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| US4994950A (en) * | 1990-07-31 | 1991-02-19 | Eaton Corporation | Waveform generator for inverter control |
| JPH05292753A (ja) * | 1992-04-10 | 1993-11-05 | Meidensha Corp | Ｐｗｍインバータの電流検出方法 |
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| US5861727A (en) * | 1996-04-17 | 1999-01-19 | Dana Corporation | System for controlling operation of a switched reluctance motor between multi-phase operating mode and a reduced phase operating mode |
| DE69917630T2 (de) * | 1999-09-01 | 2005-06-23 | Ramarathnam, Ramachandran | Motorregler für unterschiedliche Geschwindigkeiten |
| FI116337B (fi) * | 2003-12-19 | 2005-10-31 | Abb Oy | Menetelmä taajuusmuuttajan lähdön virtojen määrittämiseksi |
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| FR2975843B1 (fr) * | 2011-05-23 | 2013-05-17 | Renault Sa | Procede de commande des interrupteurs d'un redresseur de courant connecte a un chargeur embarque. |
| CN116054620A (zh) * | 2021-10-28 | 2023-05-02 | 台达电子工业股份有限公司 | 功率转换器的控制方法与功率转换器 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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1986
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- 1986-10-08 US US06/916,386 patent/US4763060A/en not_active Expired - Lifetime
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0669305B2 (ja) | 1994-08-31 |
| US4763060A (en) | 1988-08-09 |
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