JPH0213328B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPH0213328B2 JPH0213328B2 JP56184685A JP18468581A JPH0213328B2 JP H0213328 B2 JPH0213328 B2 JP H0213328B2 JP 56184685 A JP56184685 A JP 56184685A JP 18468581 A JP18468581 A JP 18468581A JP H0213328 B2 JPH0213328 B2 JP H0213328B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- circuit
- load
- time constant
- time
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/145—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M7/155—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
- H02M7/162—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration
- H02M7/1623—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only in a bridge configuration with control circuit
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(1) 発明の技術分野
本発明は、直流給電装置の制御装置に係り、よ
り詳細には、交流電源から可制御電気弁から成る
電流調整器および整流回路を介して得られた制御
された直流電力を直流負荷に供給する直流給電装
置の制御装置に関するものである。
り詳細には、交流電源から可制御電気弁から成る
電流調整器および整流回路を介して得られた制御
された直流電力を直流負荷に供給する直流給電装
置の制御装置に関するものである。
(2) 従来技術
この種の装置の一例として、従来行われている
直流式溶接機の電流制御装置の回路構成を第１図
に示す。交流電源１からサイリスタ等の可制御電
気弁から成る電流調整器２を介して変圧器３の一
次側に位相制御された交流電力を供給し、変圧器
３の二次側に整流回路４を接続し、その整流出力
を直流負荷すなわち溶接機電極部５に供給する。
直流式溶接機の電流制御装置の回路構成を第１図
に示す。交流電源１からサイリスタ等の可制御電
気弁から成る電流調整器２を介して変圧器３の一
次側に位相制御された交流電力を供給し、変圧器
３の二次側に整流回路４を接続し、その整流出力
を直流負荷すなわち溶接機電極部５に供給する。
溶接機電極部５に流れる直流電流を電流検出器
６により検出し、その検出信号を増幅器７により
増幅する。このようにして検出された負荷電流実
際値は電流基準IRと比較され、その偏差が増幅器
８を介して位相制御器９に供給される。この位相
制御器９は、偏差が零になるように、すなわち電
流実際値が電流基準IRに等しくなるように、電流
調整器２の通電位相を制御する。
６により検出し、その検出信号を増幅器７により
増幅する。このようにして検出された負荷電流実
際値は電流基準IRと比較され、その偏差が増幅器
８を介して位相制御器９に供給される。この位相
制御器９は、偏差が零になるように、すなわち電
流実際値が電流基準IRに等しくなるように、電流
調整器２の通電位相を制御する。
(3) 従来技術の問題点
この従来装置には次のような欠点があつた。
溶接直流電流は一般に５〜30KA程度の大電
流となるので、電流検出器６の挿入場所の確保
が困難であつたり、電流検出器が大形となり経
済的に不利になつたりする。
流となるので、電流検出器６の挿入場所の確保
が困難であつたり、電流検出器が大形となり経
済的に不利になつたりする。
電流制御回路や電気弁を収納した制御装置の
設置場所と変圧器および整流回路を収納した溶
接機本体の設置場所との間の距離は数十ｍにも
達することが多く（変圧器二次側には数十KA
の電流が流れるので最短距離の配線にする必要
があるため）、直流側電流を検出する方式では
配線距離が長くなり、ノイズ等のトラブルや、
工事が高価になる。
設置場所と変圧器および整流回路を収納した溶
接機本体の設置場所との間の距離は数十ｍにも
達することが多く（変圧器二次側には数十KA
の電流が流れるので最短距離の配線にする必要
があるため）、直流側電流を検出する方式では
配線距離が長くなり、ノイズ等のトラブルや、
工事が高価になる。
(4) 発明の号的
したがつて本発明の目的は、このような欠点の
ない直流給電装置の制御装置を提供することにあ
る。
ない直流給電装置の制御装置を提供することにあ
る。
(5) 発明の構成
この目的を達成するために本発明は、交流側電
流からシミユレーシヨンにより直流側電流を算出
してそれを電流実際値信号として用いることによ
り、経済的な装置を実現できるようにしたもので
ある。
流からシミユレーシヨンにより直流側電流を算出
してそれを電流実際値信号として用いることによ
り、経済的な装置を実現できるようにしたもので
ある。
(6) 発明の実施例
以下、一実施例を示す第２図を参照して本発明
を詳細に説明する。第２図の主回路部分は機能的
には第１図のものと実質的には同一であるが、説
明の都合上、部分的に等価回路で示されている。
すなわち、ここでは変圧器の図示は省略され、そ
の分をも含めて交流側インダクタンス１０が交流
電流回路に挿入され、また負荷を含めて直流側回
路は直流側インダクタンス１１および直流側負荷
抵抗１２で示されている。インダクタンス１１の
値をＬ、負荷抵抗１２の値をＲとすれば、直流側
時定数Ｔは、Ｔ＝Ｌ／Ｒで表わされる。
を詳細に説明する。第２図の主回路部分は機能的
には第１図のものと実質的には同一であるが、説
明の都合上、部分的に等価回路で示されている。
すなわち、ここでは変圧器の図示は省略され、そ
の分をも含めて交流側インダクタンス１０が交流
電流回路に挿入され、また負荷を含めて直流側回
路は直流側インダクタンス１１および直流側負荷
抵抗１２で示されている。インダクタンス１１の
値をＬ、負荷抵抗１２の値をＲとすれば、直流側
時定数Ｔは、Ｔ＝Ｌ／Ｒで表わされる。
上記直流側時定数Ｔ＝Ｌ／Ｒは一定値ではな
く、次のような理由により可変する。
く、次のような理由により可変する。
溶接ガンの機械的構造の相違によつて、個々
の溶接ガン毎に前記直流側時定数Ｔの値が異な
る。
の溶接ガン毎に前記直流側時定数Ｔの値が異な
る。
同一溶接ガンを用いた場合であつても、溶接
箇所が異なれば被溶接体の鉄板の厚み、又は鉄
板の重ね枚数によつて前記の直流側負荷抵抗１
２の値Ｒが可変するために、これに伴つて前記
直流側時定数Ｔの値が可変する。
箇所が異なれば被溶接体の鉄板の厚み、又は鉄
板の重ね枚数によつて前記の直流側負荷抵抗１
２の値Ｒが可変するために、これに伴つて前記
直流側時定数Ｔの値が可変する。
同一溶接ガンを用いて同一溶接箇所の溶接作
業を実施しているときであつても、ナゲツトの
生成状況に応じて前記直流側時定数Ｔの値は可
変する。
業を実施しているときであつても、ナゲツトの
生成状況に応じて前記直流側時定数Ｔの値は可
変する。
上記〜にて記載した理由によつて、前述し
た直流側時定数Ｔの値は時々刻々算出する必要が
あるために、後述する(1)式、(2)式を用いて前記直
流側時定数Ｔの値を演算するものである。
た直流側時定数Ｔの値は時々刻々算出する必要が
あるために、後述する(1)式、(2)式を用いて前記直
流側時定数Ｔの値を演算するものである。
この装置の負荷電流は交流側で変流器等の電流
検出器１３、整流器１４およびその負荷として接
続された抵抗１５を介して、交流電流Iacに比例
した直流の電圧信号iacとして検出される。この
電圧信号iacは負荷シミユレーシヨン回路１６に
より溶接機直流側電流Idcと等価な電流波形に変
換され、その出力は電流値演算回路１７により電
流の実効値（または平均値）に変換され、電流基
準IRと比較され、その偏差が零になるように増幅
器８を介して位相制御器９により電流調整器２を
制御する。
検出器１３、整流器１４およびその負荷として接
続された抵抗１５を介して、交流電流Iacに比例
した直流の電圧信号iacとして検出される。この
電圧信号iacは負荷シミユレーシヨン回路１６に
より溶接機直流側電流Idcと等価な電流波形に変
換され、その出力は電流値演算回路１７により電
流の実効値（または平均値）に変換され、電流基
準IRと比較され、その偏差が零になるように増幅
器８を介して位相制御器９により電流調整器２を
制御する。
上記内容について更に詳述すれば、第３図にて
示す時間t1〜t2の間では、交流電源１から交流側
インダクタンス１０、整流回路４、直流側インダ
クタンス１１、直流側負荷抵抗１２、整流回路
４、電流調整器２を通つて交流電源１に達するル
ープで電流が流れ、交流電源１から直流側負荷抵
抗１２にエネルギーが供給される。これに対し
て、第３図にて示す時間t2〜t4（即ち、ｔ）の間
においては、交流電源１からの直流側負荷抵抗１
２に対するエネルギーの供給は遮断されており、
従つて整流回路４、直流側インダクタンス１１、
直流側負荷抵抗１２によつて形成される閉ループ
を、直流側インダクタンス１１に蓄積されている
電流が流れることとなる。ところで、第３図符号
Idにて示した波形は、第２図の負荷シミユレーシ
ヨン回路１６の出力を示しており、この負荷シミ
ユレーシヨン回路１６への入力は、第３図符号
iacにて示した波形で示される。即ち、符号iacに
て示した負荷シミユレーシヨン回路１６への入力
電圧波形は、時間ｔにおいては、交流電源１から
のエネルギーの供給が遮断されるために、時刻t2
を経過すると急激に立下る。
示す時間t1〜t2の間では、交流電源１から交流側
インダクタンス１０、整流回路４、直流側インダ
クタンス１１、直流側負荷抵抗１２、整流回路
４、電流調整器２を通つて交流電源１に達するル
ープで電流が流れ、交流電源１から直流側負荷抵
抗１２にエネルギーが供給される。これに対し
て、第３図にて示す時間t2〜t4（即ち、ｔ）の間
においては、交流電源１からの直流側負荷抵抗１
２に対するエネルギーの供給は遮断されており、
従つて整流回路４、直流側インダクタンス１１、
直流側負荷抵抗１２によつて形成される閉ループ
を、直流側インダクタンス１１に蓄積されている
電流が流れることとなる。ところで、第３図符号
Idにて示した波形は、第２図の負荷シミユレーシ
ヨン回路１６の出力を示しており、この負荷シミ
ユレーシヨン回路１６への入力は、第３図符号
iacにて示した波形で示される。即ち、符号iacに
て示した負荷シミユレーシヨン回路１６への入力
電圧波形は、時間ｔにおいては、交流電源１から
のエネルギーの供給が遮断されるために、時刻t2
を経過すると急激に立下る。
一方、負荷シミユレーシヨン回路１６からの出
力は、第３図符号Idにて示される波形で表わさ
れ、この波形は、時間ｔにおいては前記直流側時
定数Ｔの大きさに基づいて減衰するように負荷シ
ミユレーシヨン回路１６において設定されるよう
になつている。即ち、負荷シミユレーシヨン回路
１６の出力は、直流側主回路を流れる直線電流の
波形を模擬したものであるから、負荷シミユレー
シヨン回路１６の出力波形Idと、直流側主回路を
流れる実際の直流電流の波形とは、比例関係にあ
る。
力は、第３図符号Idにて示される波形で表わさ
れ、この波形は、時間ｔにおいては前記直流側時
定数Ｔの大きさに基づいて減衰するように負荷シ
ミユレーシヨン回路１６において設定されるよう
になつている。即ち、負荷シミユレーシヨン回路
１６の出力は、直流側主回路を流れる直線電流の
波形を模擬したものであるから、負荷シミユレー
シヨン回路１６の出力波形Idと、直流側主回路を
流れる実際の直流電流の波形とは、比例関係にあ
る。
位相制御器９から電気弁のオン信号に同期して
出力されるパルスＰによりタイマー回路１８を駆
動し、その出力信号P2，P3により後述の電流値
I1，I2及びｔを求め比較演算回路１９を用いて直
流側主回路の時定数と比較し、時定数選択回路２
１の時定数が前記計算された直流側主回路の時定
数と一致するよう選択し、切換回路２２により負
荷シミユレーシヨン回路１６の時定数を切換える
よう構成している。
出力されるパルスＰによりタイマー回路１８を駆
動し、その出力信号P2，P3により後述の電流値
I1，I2及びｔを求め比較演算回路１９を用いて直
流側主回路の時定数と比較し、時定数選択回路２
１の時定数が前記計算された直流側主回路の時定
数と一致するよう選択し、切換回路２２により負
荷シミユレーシヨン回路１６の時定数を切換える
よう構成している。
第２図の制御回路の動作を第３図に従つて説明
する。
する。
既に説明した内容から明らかなように、Vdは
直流側出力電圧、Idは直流側電流Idcをシミユレ
ーシヨンした負荷シミユレーシヨン回路１６の出
力電圧、iacは交流側電流Iacを整流して得たIac
に比例する電圧、Vgは電流調整器２の電気弁を
オンさせる点弧パルスを示す。
直流側出力電圧、Idは直流側電流Idcをシミユレ
ーシヨンした負荷シミユレーシヨン回路１６の出
力電圧、iacは交流側電流Iacを整流して得たIac
に比例する電圧、Vgは電流調整器２の電気弁を
オンさせる点弧パルスを示す。
時刻t1で電流調整器２の電気弁を点弧パルス
Vgでオンさせると、直流機には正電圧Vdが出力
され、交流電流Iacが流れ始める（信号iac参照）。
溶接機装置における交流側インダクタンス１０は
直流側インダクタンス１１に比較して著しく小さ
いので、電流は整流回路４の循環電流から交流側
へ急速に転流する。
Vgでオンさせると、直流機には正電圧Vdが出力
され、交流電流Iacが流れ始める（信号iac参照）。
溶接機装置における交流側インダクタンス１０は
直流側インダクタンス１１に比較して著しく小さ
いので、電流は整流回路４の循環電流から交流側
へ急速に転流する。
直流電流Idc、交流側電流Iacは比例関係をもつ
て共に増加し、時刻t2において直流電圧Vdが零
になると、交流側電流Iacは急速に減少する。し
かし直流側電流Idcは、直流側インダクタンス１
１のため、交流側に関係なく、整流回路４を通つ
て循環し、時刻t2〜t4の間は時定数Ｔ＝Ｌ／Ｒに
従つて減衰する。ここで時刻t2における交流側電
流Iacの値をI1とする。
て共に増加し、時刻t2において直流電圧Vdが零
になると、交流側電流Iacは急速に減少する。し
かし直流側電流Idcは、直流側インダクタンス１
１のため、交流側に関係なく、整流回路４を通つ
て循環し、時刻t2〜t4の間は時定数Ｔ＝Ｌ／Ｒに
従つて減衰する。ここで時刻t2における交流側電
流Iacの値をI1とする。
位相制御器９から、点弧パルスVgの立上り時
刻t4よりやや進んだ時刻t3で立上り、時刻t4より
やや遅れた時刻t5で立下るパルスＰが出力され
る。タイマー回路１８はパルスＰの立上りでパル
スP2を、パルスＰの立下りでパルスP3を出力す
る。パルスP2，P3に基づいて比較演算回路１９
は、時刻t4において点弧パルスVgにより電気弁
をオンさせ、交流側電流Iacが立上つた時刻t5に
おいて交流側電流Iacの値I2を検出し、さらに時
刻t2とt4より時間間隔ｔ＝t4−t2を求める。
刻t4よりやや進んだ時刻t3で立上り、時刻t4より
やや遅れた時刻t5で立下るパルスＰが出力され
る。タイマー回路１８はパルスＰの立上りでパル
スP2を、パルスＰの立下りでパルスP3を出力す
る。パルスP2，P3に基づいて比較演算回路１９
は、時刻t4において点弧パルスVgにより電気弁
をオンさせ、交流側電流Iacが立上つた時刻t5に
おいて交流側電流Iacの値I2を検出し、さらに時
刻t2とt4より時間間隔ｔ＝t4−t2を求める。
時刻t2〜t4の間は主回路直流電流はＴ＝Ｌ／Ｒ
に従つて減衰するから次の関係式が成立する。
に従つて減衰するから次の関係式が成立する。
I2＝I1e−ｔ／Ｔ ……(1)
上記(1)式において、ｔは、既述のように第３図
時刻t2〜t4の間の時間であり、この時間ｔにおい
ては、交流電源１から直流側負荷抵抗１２へのエ
ネルギーの供給が遮断されているから、I2の値
は、このエネルギーの供給の遮断に起因して減衰
した電流の値を示している。また、Ｔは前述した
直流側時定数の値である。
時刻t2〜t4の間の時間であり、この時間ｔにおい
ては、交流電源１から直流側負荷抵抗１２へのエ
ネルギーの供給が遮断されているから、I2の値
は、このエネルギーの供給の遮断に起因して減衰
した電流の値を示している。また、Ｔは前述した
直流側時定数の値である。
(1)式から時定数Ｔは、
Ｔ＝ｔ／lnI1−lnI2 ……(2)
と表わされる。このようにしてI1，I2，ｔの値か
ら主回路時定数Ｔを求めることができる。
ら主回路時定数Ｔを求めることができる。
即ち、前記I1，I2の値はわかつており、又、時
間ｔの値もわかつているから、前記の直流側時定
数Ｔの値は計算によつて求めることができる。従
つて、第３図符号Idにて示す負荷シミユレーシヨ
ン回路１６の出力と、実際に直流側主回路を流れ
る直流電流とは比例関係にあることがわかる。
間ｔの値もわかつているから、前記の直流側時定
数Ｔの値は計算によつて求めることができる。従
つて、第３図符号Idにて示す負荷シミユレーシヨ
ン回路１６の出力と、実際に直流側主回路を流れ
る直流電流とは比例関係にあることがわかる。
比較演算回路１９にて(2)式の計算をするため通
常比較演算回路１９にはマイクロプロセツサーが
用いられる。I1，I2の値を０〜255ぐらいの数値
に量子化し、lnI1，lnI2はあらかじめ計算してマ
イクロプロセツサの主記憶に格納しておく。また
時間ｔの計測は、時刻t2でゲートが開き、時刻t4
にてゲートが閉じるようにし、ゲートが開の間、
時間計算に充分なクロツクパルスをカウントする
カウンタを用いれば容易に行なうことができる。
従つて(2)式の解はマイクロプロセツサの本来の機
能である減算、除算で求めることができる。この
様にして求めた時定数Ｔに等しくなるよう負荷シ
ミユレーシヨン回路１６の時定数を合わせると、
負荷シミユレーシヨン回路１６の時定数と主回路
直流側時定数Ｔ＝Ｌ／Ｒを一致させることができ
るので、負荷シミユレーシヨン回路１６の出力Id
の電流を電流値演算回路１７により演算して直流
側電流Idcを求める。このようにして直流側主回
路電流を直接検出せず、交流側電流から負荷シミ
ユレーシヨン回路を通すことにより検出すること
ができる。 以上説明したように、負荷シミユレ
ーシヨン回路１６の時定数が常に直流負荷回路の
時定数に一致するようなマイナーループを設ける
ことにより、交流側電流のみから直流側電流を算
出することが可能となる。
常比較演算回路１９にはマイクロプロセツサーが
用いられる。I1，I2の値を０〜255ぐらいの数値
に量子化し、lnI1，lnI2はあらかじめ計算してマ
イクロプロセツサの主記憶に格納しておく。また
時間ｔの計測は、時刻t2でゲートが開き、時刻t4
にてゲートが閉じるようにし、ゲートが開の間、
時間計算に充分なクロツクパルスをカウントする
カウンタを用いれば容易に行なうことができる。
従つて(2)式の解はマイクロプロセツサの本来の機
能である減算、除算で求めることができる。この
様にして求めた時定数Ｔに等しくなるよう負荷シ
ミユレーシヨン回路１６の時定数を合わせると、
負荷シミユレーシヨン回路１６の時定数と主回路
直流側時定数Ｔ＝Ｌ／Ｒを一致させることができ
るので、負荷シミユレーシヨン回路１６の出力Id
の電流を電流値演算回路１７により演算して直流
側電流Idcを求める。このようにして直流側主回
路電流を直接検出せず、交流側電流から負荷シミ
ユレーシヨン回路を通すことにより検出すること
ができる。 以上説明したように、負荷シミユレ
ーシヨン回路１６の時定数が常に直流負荷回路の
時定数に一致するようなマイナーループを設ける
ことにより、交流側電流のみから直流側電流を算
出することが可能となる。
(7) 発明の変形例
第５図は、第２図の回路装置を、計算機を使つ
て実現した一実施例を示すものである。この実施
例においては、負荷シミユレーシヨン回路１６の
出力IdをＡ／Ｄ変換器３０を通してデイジタル化
し、計算機（以下、CPUと称する）３１により
このデータを読み取る。CPU３１はこのデータ
から電流値を演算してＤ／Ａ変換器３２を通して
出力する。一方パルスP2，P3出力はCPU３１へ
の割込み入力として与えられ、第３図に示した電
流値I1とI2を読み取り、演算して時定数選択回路
２１へ出力する。第４図では電流値I1，I2を負荷
シミユレーシヨン回路１６の出力Idを読み込む方
式を採用しているため、パルスP3により負荷シ
ミユレーシヨン回路１６のフイルタをリセツトす
るようにしている。この様子を第５図に示す。
て実現した一実施例を示すものである。この実施
例においては、負荷シミユレーシヨン回路１６の
出力IdをＡ／Ｄ変換器３０を通してデイジタル化
し、計算機（以下、CPUと称する）３１により
このデータを読み取る。CPU３１はこのデータ
から電流値を演算してＤ／Ａ変換器３２を通して
出力する。一方パルスP2，P3出力はCPU３１へ
の割込み入力として与えられ、第３図に示した電
流値I1とI2を読み取り、演算して時定数選択回路
２１へ出力する。第４図では電流値I1，I2を負荷
シミユレーシヨン回路１６の出力Idを読み込む方
式を採用しているため、パルスP3により負荷シ
ミユレーシヨン回路１６のフイルタをリセツトす
るようにしている。この様子を第５図に示す。
第５図に第４図の負荷シミユレーシヨン回路１
６と切換回路２２の部分の詳細構成を示し、パル
スP3によりスイツチ５４を動作させてフイルタ
ーコンデンサ４７をリセツトする様子を第６図に
示す。
６と切換回路２２の部分の詳細構成を示し、パル
スP3によりスイツチ５４を動作させてフイルタ
ーコンデンサ４７をリセツトする様子を第６図に
示す。
ダイオード４６は理想的ダイオード（順方向電
圧降下が無いもの）が望ましく、演算増幅器を使
用した回路で実現できる。コンデンサ４７は、直
流側主回路のインダクタンス１１をシミユレーシ
ヨンするための素子、抵抗４９，５０，５１はコ
ンデンサ４７の放電回路を構成し、時定数を決定
する。抵抗４９，５０に並列のスイツチ５２，５
３は切換回路２２に相当し、スイツチ５２，５３
のオン・オフにより時定数が変化する。演算増幅
器４８はバツフア増幅器である。抵抗５５とスイ
ツチ５４は時刻t4でのコンデンサ４７をリセツト
するための回路である。例えば、負荷シミユレー
シヨン回路は第６図Idの実線で示す時定数に、直
流主回路は破線で示す時定数になつていたとする
と、時刻t5で正確な電流値I2を求めるために、コ
ンデンサ４７を時刻t4で放電し、負荷シミユレー
シヨン回路１６を正確な交流側電流Iac（iac）に
一致させるように動作させるものである。
圧降下が無いもの）が望ましく、演算増幅器を使
用した回路で実現できる。コンデンサ４７は、直
流側主回路のインダクタンス１１をシミユレーシ
ヨンするための素子、抵抗４９，５０，５１はコ
ンデンサ４７の放電回路を構成し、時定数を決定
する。抵抗４９，５０に並列のスイツチ５２，５
３は切換回路２２に相当し、スイツチ５２，５３
のオン・オフにより時定数が変化する。演算増幅
器４８はバツフア増幅器である。抵抗５５とスイ
ツチ５４は時刻t4でのコンデンサ４７をリセツト
するための回路である。例えば、負荷シミユレー
シヨン回路は第６図Idの実線で示す時定数に、直
流主回路は破線で示す時定数になつていたとする
と、時刻t5で正確な電流値I2を求めるために、コ
ンデンサ４７を時刻t4で放電し、負荷シミユレー
シヨン回路１６を正確な交流側電流Iac（iac）に
一致させるように動作させるものである。
以上は単相の主回路について説明したが、本発
明を多相半波整流回路や多相全波整流回路を有す
る直流側主回路にも適用できることはもちろんで
ある。
明を多相半波整流回路や多相全波整流回路を有す
る直流側主回路にも適用できることはもちろんで
ある。
また第４図の回路は計算機で一部分のみを処理
しているが、第４図の回路全体を計算機で実現す
ることも可能である。
しているが、第４図の回路全体を計算機で実現す
ることも可能である。
(8) 発明の効果
以上説明したように本発明によれば、直流側主
回路の大電流を直接検出することなく、交流側の
変圧器一次側の小電流を変流器のような簡単な電
流検出器を使用して検出し、負荷シミユレーシヨ
ン回路により直流側主回路電流を間接的に算出す
ることができるので、非常に経済的であると同時
に、負荷端でなく制御装置側で電流検出ができる
ので、工事が非常に簡単である。さらに、ロボツ
ト溶接等の場合、直流側主回路は可動部分が多く
配線の断線等による信頼性の低下が著しいが、本
発明では固定側から電流を検出し得るので信頼性
が著しく向上する。
回路の大電流を直接検出することなく、交流側の
変圧器一次側の小電流を変流器のような簡単な電
流検出器を使用して検出し、負荷シミユレーシヨ
ン回路により直流側主回路電流を間接的に算出す
ることができるので、非常に経済的であると同時
に、負荷端でなく制御装置側で電流検出ができる
ので、工事が非常に簡単である。さらに、ロボツ
ト溶接等の場合、直流側主回路は可動部分が多く
配線の断線等による信頼性の低下が著しいが、本
発明では固定側から電流を検出し得るので信頼性
が著しく向上する。
第１図は従来の制御装置を示す回路図、第２図
は本発明の一実施例を示す回路図、第３図は第２
図の装置の動作を説明するための線図、第４図は
本発明の他の実施例を示す要部の回路図、第５図
は第４図の装置の要部の詳細を示す回路図、第６
図は第５図の回路装置の動作を説明するための線
図である。 １…交流電源、２…電流調整器、３…変圧器、
４…整流回路、５…溶接機電極部、９…位相制御
器、１０，１１…インダクタンス、１２…負荷抵
抗、１３…電流検出器、１６…負荷シミユレーシ
ヨン回路、１７…電流値演算回路、１８…タイマ
ー回路、１９…比較演算回路、２１…時定数選択
回路、３０…Ａ／Ｄ変換器、３１…計算機
（CPU）、３２…Ｄ／Ａ変換器。
は本発明の一実施例を示す回路図、第３図は第２
図の装置の動作を説明するための線図、第４図は
本発明の他の実施例を示す要部の回路図、第５図
は第４図の装置の要部の詳細を示す回路図、第６
図は第５図の回路装置の動作を説明するための線
図である。 １…交流電源、２…電流調整器、３…変圧器、
４…整流回路、５…溶接機電極部、９…位相制御
器、１０，１１…インダクタンス、１２…負荷抵
抗、１３…電流検出器、１６…負荷シミユレーシ
ヨン回路、１７…電流値演算回路、１８…タイマ
ー回路、１９…比較演算回路、２１…時定数選択
回路、３０…Ａ／Ｄ変換器、３１…計算機
（CPU）、３２…Ｄ／Ａ変換器。
Claims (1)
- １ 交流電源から可制御電気弁から成る電流調整
器および整流回路を介して得られた制御された直
流電流を、インダクタンスを有する直流負荷に供
給する直流給電装置の制御装置において、負荷電
流を交流側で検出する電流検出装置と、この電流
検出装置の検出出力と直流負荷の模擬された時定
数とに従つて前記電流調整器のオフ区間をも含め
て直流負荷に流れる直流電流をシミユレーシヨン
する負荷シミユレーシヨン回路と、この負荷シミ
ユレーシヨン回路によつてシミユレーシヨンされ
た直流電流が目標値に一致するように前記電流調
整器を制御する制御器と、前記可制御電気弁に印
加される交流電源の電圧がゼロ時点t2の交流電流
検出値I1と、前記可制御電気弁のオン直後t4の交
流電流検出値I2とさらに前記２つの交流電流検出
値I1，I2の時間間隔ｔ（＝t4−t2）とから前記直流
負荷の時定数Ｔを算出し、前記負荷シミユレーシ
ヨン回路の時定数が前記計算された時定数Ｔに等
しくなる様に切換える切換回路とを設けたことを
特徴とする直流給電装置の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56184685A JPS5886614A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 直流給電装置の制御装置 |
| US06/397,779 US4499363A (en) | 1981-07-30 | 1982-07-13 | DC Power source |
| GB08221812A GB2103396B (en) | 1981-07-30 | 1982-07-28 | Dc power source and control apparatus therefor |
| DE19823228564 DE3228564A1 (de) | 1981-07-30 | 1982-07-30 | Gleichstromspeisungssystem mit zugehoerigem regelungs- und steuerungssystem |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56184685A JPS5886614A (ja) | 1981-11-18 | 1981-11-18 | 直流給電装置の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5886614A JPS5886614A (ja) | 1983-05-24 |
| JPH0213328B2 true JPH0213328B2 (ja) | 1990-04-04 |
Family
ID=16157574
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56184685A Granted JPS5886614A (ja) | 1981-07-30 | 1981-11-18 | 直流給電装置の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5886614A (ja) |
-
1981
- 1981-11-18 JP JP56184685A patent/JPS5886614A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5886614A (ja) | 1983-05-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| EP0080788B1 (en) | Pulsed thyristor trigger control circuit | |
| US6400119B1 (en) | Energy conserving motor controller | |
| US4565958A (en) | AC Line voltage regulator with controlled energy dispenser | |
| US3875367A (en) | AC power source voltage regulator including outward voltage slope control | |
| US4499363A (en) | DC Power source | |
| US5607604A (en) | Apparatus for detecting voltage across thyristor in alternating-current resistance welding machine | |
| JP3148230B2 (ja) | 単相または多相交流調整器の制御方法および装置 | |
| JPH0211924B2 (ja) | ||
| USRE33184E (en) | Power controller circuit with automatic correction for phase lag between voltage and current | |
| JPH0530729A (ja) | 整流回路の切換え回路 | |
| EP0004462A1 (en) | AC control apparatus | |
| JPH0816852B2 (ja) | 電源回路 | |
| JPS626872Y2 (ja) | ||
| JPS5886614A (ja) | 直流給電装置の制御装置 | |
| JPS6154880A (ja) | 電源装置 | |
| JPS5835061A (ja) | 溶接用電源装置 | |
| JP2522650B2 (ja) | 脱磁装置 | |
| JPH02215019A (ja) | リレー制御装置 | |
| SU1534451A2 (ru) | Автоматический регул тор коэффициента мощности | |
| JPH06260334A (ja) | 電磁石電源装置 | |
| Nola | Pulsed thyristor trigger control circuit | |
| Al-Riahi | Microcomputer-controlled magnetic-amplifier power supply | |
| JPH04337273A (ja) | 定電流制御型電熱回路 | |
| GB1161913A (en) | Improvements relating to Full Wave Rectifier Circuits. | |
| JPH053206B2 (ja) |