JPH02145985A - 距離測定装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は地中、水中、積雪中、及びコンクリート内部
等の検知対象物までの距離を測定する距離測定方法およ
びその装置、特に２つの近接した周波数の擬似ランダム
信号による電磁波を用いて、実時間よりも拡大された時
間計測により距離を測定する距離測定方法およびその装
置に関するものである。

［従来の技術］ 従来この種の電磁波を用いて地中又は水中の検知対象物
までの距離を測定する方法としては、例えば特公昭５５
−４４９１８に示されるように数ｎ５（１０＝秒）程度
のモノパルスを用いる方法や、パルス信号の代りに、擬
似ランダム信号を用いる方法が考えられている。

第２図は従来の擬似ランダム信号による地中又は水中探
査用レーダ装置のブロック図である。図において７は電
力増巾器、８は受信増巾器、９は送信用アンテナ、■０
は受信用アンテナ、１６は地中又は水中の対象物、１７
はＭ系列信号発生器、１８はサンプリング装置、１９は
相関器、２０−１．２０−２゜２０−３は減衰器である
。

第３図は相関器のブロック図であり、図において２１は
タップ付遅延線、２２は符号変換器、２３は加算器であ
る。

第２図及び第３図の動作について説明する。先ず一定の
繰り返し周波数でトリガ信号がＭ系列信号発生器１７に
入力される◎Ｍ系列信号発生器１７は擬似ランダム信号
発生手段の１つとして用いられ、その符号は一定の周期
性を有する。Ｍ系列信号発生器１７はトリガ信号が入力
される度に１周期分のＭ系列信号を出力する。このＭ系
列信号発生器１７からの出力信号が、減衰器２０−１、
電力増巾器７、減衰器２０−２、を介して送信用アンテ
ナ９から電磁波として地中又は水中に放射される。この
放射された電磁波は地中又は水中の検知対象物１Ｂより
反射され受信用アンテナｌＯに検出される。受信用アン
テナ１０からの出力信号は受信増巾器８、減衰器２０−
３を介してサンプリング装置１８に入力される。

サンプリング装置１８は高速信号を低速信号に変換する
機能を有する。いまＮ回のトリガ信号によりＮ個の同一
波形の受信信号が得られたとすると、この受信信号を時
間的にＮ分割しｘｌ、Ｘ２．・・・ＸＨの信号とする。

そして１回目の受信信号からはＸｌの信号のみをサンプ
リングし、２回目の受信信号からはＸ２の信号のみをサ
ンプリングする。

このようなサンプリング動作を繰り返しＮ回の受信信号
によって１つの受信信号ｘ１．ｘ２．・・・Ｘ　を再生
する。このようにサンプリング装置１８は高速受信信号
を低速受信信号に変換し、その出力を相関器１９に供給
する。相関器１９はあらかじめ記憶しているＭ系列信号
との相関をとる機能を有し、第３図に詳細なブロック図
が示されている。

入力信号はタップ付遅延線２１に導入され、それぞれの
タップより遅延時間に対応した信号を出力する。タップ
付遅延線２１のそれぞれのタップからの出力信号は符号
変換器２２に入力される。符号変換器２２内部の“＋”
は符号変換は行わない、は符号変換を行うことを示して
いる。符号変換器２３の出力信号はそれぞれ並列に加算
器２３に入力され、並列入力信号の加算が行われる。そ
の結果受信信号は時間的に圧縮され、振幅は増大され、
相関器１９から出力される。

［発明が解決しようとする課題］ 上記のような従来の距離Δ１定方法及びその装置では、
装置内にサンプリング装置を必要とするため、構成素子
が増大し装置が大規模となり、コストの増大を招く問題
が有る。さらに構成要素としてタップ付遅延線を要する
ため、受信信号を遅延線に通過させるときに生ずる波形
歪により計測誤差を生ずる問題が有る。

また受信信号をＡ−Ｄ変換してデジタル信号処理により
相関器を構成する方法は、回路素子の応答速度の限界の
ため、実時間処理が困難であるので、装置としては未だ
実用化されていない。

この発明はかかる問題を解決するためになされたもので
、装置内に前記サンプリング装置やタップ付遅延線を必
要とせず、部品な装置により地中又は水中の検知対象物
までの距離を測定できる距離測定方式及びその装置を得
ることを目的とする。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明の距離測定方法にお
いては、同一パターンで周波数のみわずかに異なる第１
及び第２の擬似ランダム信号を発生し、前記第１の擬似
ランダム信号は２つに分岐し、その一方を対象物に向け
て送信するとともに、その他方と前記第２の擬似ランダ
ム信号との乗算値（第１乗算値）を算出し、前記対象物
から反射された信号を受信した受信信号と前記第２の擬
似ランダム信号との乗算値（第２乗算値）を算出し、前
記第１乗算値の時系列パターンと前記第２乗算値の時系
列パターンとの時間差を測定することにより前記対象物
との距離を測定するようにしたものである。

また本発明の距離測定装置においては、同一パターンで
周波数のみわずかに異なる２つの擬似ランダム信号を発
生する第１及び第２の擬似ランダム信号発生手段と、前
記第１の擬似ランダム信号発生手段の出力を送信信号と
して対象物に送信する送信手段と、前記対象物からの反
射信号を受信し受信信号を得る受信手段と、前記第１及
び第２の擬似ランダム信号発生手段のそれぞれの出力の
乗算を行なう第１の乗算器と、前記受信手段の出力と第
２の擬似ランダム信号発生手段の出力との乗算を行なう
第２の乗算器と、前記第１の乗算器の出力と前記第２の
乗算器の出力の時、系列パターンの時間差を測定する手
段を設けたものである。

そして前記時系列パターンの時間差をｎ１定する手段と
して、前記第１及び第２の乗算器のそれぞれの出力が最
大となったときに、それぞれ第１及び第２のパルスを発
生する第１及び第２のパルス発生手段と、前記第１及び
第２のパルス発生手段から出力される２つのパルスの時
間間隔を測定する手段を設けたものである。

さらに前記第１及び第２の擬似ランダム信号発生手段が
、第１及びｍ２のクロック発生器と前記第１及び第２の
クロック発生器のそれぞれの出力によって駆動される第
１及び第２のクロック同期型擬似ランダム信号発生手段
からなり、かつ、前記第１及び第２のクロック同期型擬
似ランダム発生手段が同一構成であり、前記第１及び第
２のクロック発生器の出力周波数がわずかに異なるよう
にしたものである。

［作用］ この発明における距離測定方法においては、対象物への
送受信に使用される第１の擬似ランダム信号と、基準信
号として使用される第２の擬似ランダム信号が同一パタ
ーンで周波数がわずかに異なるように設定し、基準の第
２の擬似ランダム信号と、送信される第１の擬似ランダ
ム信号との最大相関値を検出した時刻と、第２の擬似ラ
ンダム信号と受信された第１の擬似ランダム信号との最
大相関値を検出した時刻とを検出し、この２つの最大相
関値検出時刻間の時間を計ｌＰ１する方法によって、前
記対象物までの距離に比例した時間を計測するようにし
た。この計測時間は、従来方式の電磁波の伝播に要する
実時間に比較し、著しく拡大された時間となっているの
で、直接低速信号により時間計測が可能となった。

この発明における距離測定装置においては、前記測定方
法を採用したので、高速信号処理に必要とされるサンプ
リング装置が不要となり、低速回路素子により装置が構
成できるようになった。また波形歪により計測誤差を発
生するタップ付遅延線も不要となった。

またこの発明における装置においては、前記２つの擬似
ランダム信号間の、最大相関値を検出するため、相関値
を検出する一対の乗算器と、この一対の乗算器のそれぞ
れの出力が最大となったときにそれぞれパルスを発生さ
せる手段と、この発生された２つのパルスの時間間隔を
測定する手段を設けて、きわめて精度の良い時間計測が
可能となりだ。

またこの発明における２つの擬似信号発生手段はいずれ
もクロック同期型擬似ランダム発生器であり、駆動する
クロック信号の周波数がわずかに異るのみで全く同一の
構造となっている。従って共通の回路により２つの擬似
信号発生手段は実現ができる。

本発明の作用は次の様に定式化される。

第１の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆｌ、第２
の擬似ランダム信号の繰り返し周波数をｆｌとし、各々
の擬似ランダム信号のパターンは同一とする。ここでｆ
　　＞ｆｌとする。

■ 送信される第１の擬似ランダム信号と第２の擬似ランダ
ム信号との相関をとって得られる基準信号が最大値とな
る周期をＴＢとすると、このＴＢ間に含まれる第１の擬
似ランダム信号と第２の擬似ランダム信号の波数の差が
ちょうど１になる。

即ち　　Ｔｏ　診ｆ　譲Ｔ　　−ｆ　　＋１Ｂ２ 上式を整理するとＴＢは次の（１）式で与えられる。

Ｔ　　　−１／（ｆ　　　−ｆ　　　）　　　　　　・
・・（１）Ｂ　　　　　　　　　　　１２ 次に、第１の擬似ランダム信号が送信され対象物で反射
されて、伝播時間τ経過後に再び受信された信号と第２
の擬似ランダム信号との相関をとって得られる検出信号
が最大値となる時刻と上記基準信号が最大値となる時刻
との時間差をＴ、と。

すると、ＴＢ間に発生する第２の擬似ランダム信号の波
数は、Ｔｏ間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数
より、１時間に発生する第１の擬似ランダム信号の波数
だけ少ないので、次式が成立する。

ＴＤ　　ｆ−Ｔｆ　　−τ・ｆｌ 上式を整理するとＴ、は次の（２）式で与えられる。

Ｔ　−τ壷ｆ　　／（ｆ、−ｆｌ）・・・（２）ここで
伝播時間τは、伝播速度をｖ１対象物までの距離をＸと
すると τ−２ｘ　／　ｖ であるから、（２）式により次の（３）式を得る。

（３）式により時間差Ｔ、を計ｎ１することにより、距
Ｍｘを計測することができる。

［実施例コ 第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図であり、
１，２はクロック発生器、３．４はＭ系列信号発生器、
５，６は乗算器、７は電力増巾器、８は受信増巾器、９
は送信用アンテナ、１０は受信用アンテナ、１１．１２
はローパスフィルタ、１３．１４は最大値検出器、１５
は時間計７１１Ｊ器、１６は対象物である。

また第１の擬似ランダム発生手段は、クロック発生器１
及びＭ系列信号発生器３により構成される。

第２の擬似ランダム発生手段は、クロック発生器２及び
Ｍ系列信号発生器４により構成される。

第１の擬似ランダム信号発生手段の出力を対象物に送信
する手段は、電力増巾器７及び送信用アンテナ９により
構成される。

対象物からの反射信号を受信し、受信信号を得る受信手
段は、受信用アンテナ１０及び受信増巾器８により構成
される。

時間差を測定する手段はローパスフィルタ１１゜１２、
最大値検出器１３．１４、時間７１１１１定器１５によ
り構成される。

第４図は７ビツトのＭ系列信号発生器の構成図であり、
２４は７段構成のシフトレジスタ、２５は排他的論理回
路である。

第５図はＭ系列信号発生器の出力波形図である。

第６図は第１図の動作を説明するための波形図である。

第４図〜第６図の図面を参照しながら第１図の動作につ
いて説明する。クロック発生器１は周波数ｆ１のクロッ
ク信号を、またクロック発生器２は周波数ｆ２のクロッ
ク信号を発生する。この発明の特徴の１つは、この第１
のクロック信号の周波数ｆ　と第２のクロック信号の周
波数ｆ２とが、■ きわめて近接した周波数でその周波数差がわずかなこと
である。いまｆ　１−１００．００４ＭＩＩｚ、　　ｆ
　２−９９．９９８ＭＨｚとして、その差ｆ１−ｒ２−
８Ｋ）Ｉｚの場合につき説明をする。クロック発生器１
から出力される周波数ｆ１のクロック信号はＭ系列信号
発生器３に、クロック発生器２から出力される周波数ｆ
２のクロック信号はＭ系列信号発生器４にそれぞれＭ系
列信号発生用の同期信号として供給される。Ｍ系列信号
発生器３，４は擬似ランダム信号発生手段の１つと採用
されたものであり、Ｍ系列信号の代りに例えばパー力符
号（Ｂａｋｅｒ　Ｃｏｄｅ）発生器を用いてもよい。本
例の場合７ビツトのＭ系列符号を使用し、第４図にその
構成図を示した。

即ちクロック信号に同期したブリップフロップ７段構成
によるシフトレジスタ２４を設け、その６段目と７段目
のフリップフロップの出力信号を排他的論理回路２５を
介して１段目のフリップフロップに入力し、図示されて
いないクロック信号をフリップフロップの各段に供給し
、７段目のフリップフロップから出力信号を得るように
して、クロック信号に同期したＭ系列符号を発生させる
ことができる。このようにして発生されたＭ系列符号は
符号“１“と“０”又は“十′と　−の組み合せによる
周期性循環符号であり、本例においては′Ｍ５図に示す
ように符号“１゛は正電圧（＋Ｅ）。

“０”は負電圧（−Ｅ）の信号を発生している。

このＭ系列信号を循環して発生させた場合の周期は、本
例の場合７ビツトなので２　　１−１２７個の信号を発
生すると１周期が完了する。そして次の１２８番目の信
号から前の周期と同一信号を発生し、この周期を繰り返
し循環することになる。

股にこのＭ系列信号は部分的にみるとランダムな信号で
あるが、自己相関関数を利用する信号として用いられ、
従来装置の説明ではパルス圧縮レーダに応用されている
。

Ｍ系列信号発生器３及び４は、入力されるクロック信号
の周波数ｆ１とｆ２がわずかに異っているのみで、７ビ
ツトの同−Ｍ系列信号を発生する全く同一の回路により
構成される。またクロック周波数が１００ＭＨｚ程度の
シフトレジスタは、例えばＥＣＬ　（エミッタ・カップ
ル・ロジック）素子により容易に実現が可能である。Ｍ
系列信号発生器３．４はそれぞれ１周期１２７個の電圧
＋Ｅ及び−ＥよりなるＭ系列信号Ｍ１及びＭ２を循環し
て出力する。しかし入力されるクロック信号の周波数が
わずかに異っているため、２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ
２の１周期はわずかに異っている。いま２つのＭ系列信
号Ｍ　及びＭ２の周期を求ると、Ｍｌの周期−１２７Ｘ
　ｌ／１００．００４Ｍ１ｌｚ＃　１２Ｂ９．９４９２
ｎｓＭ２の周期−１２７Ｘｉ／９９．９９８ＭＩＩｚ　
！；１２７０．０５０８ｎｓとなる。即ち２つのＭ系列
信号Ｍ　及びＭ２は約■ １２７０ｎｓ　（ＬＤ＝秒）の周期を有すが、両者の周
期には約０．ｉｎｓの時間差がある。それ故この２つの
Ｍ系列信号Ｍ　及びＭ２を循環して発生させ、ある時刻
む　で２つのＭ系列信号のパターンが一致したとすると
、１周期の時間経過毎に０．ｌｎｓのずれが両信号間に
生じ、１００周期後には１０ｎｓのずれが両信号間に生
ずる。ここでＭ系列信号は１周期１２７０ｎｓに１２７
個の信号を発生するので、１信号の発生時間は１Ｏｎｓ
である。従って２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭｌ間にＩｏ
ｎｓのずれが生ずるということは、Ｍ系列信号が１個分
ずれたことに相当する。

これらのタイミング関係を第６図に示している。

即ち第６図において（ａ）は基準となるＭ系列信号発生
器４の１周期分の出力が１２７個の信号を含み、その周
期が１２７０ｎｓであることを示し、（ｂ）はＭ系列信
号発生器４からの出力Ｍ２が一１００番から３００番の
周期まで循環して発生されている状態を示し、（ｃ）は
Ｍ系列信号発生器３からの出力Ｍ１がＭ２と比較して１
周期に０．１ｎｓ　、　１００周期で１０ｎｓ短時間で
あること、及び時刻ｔ　において２つのＭ系列信号Ｍ　
とＭ２が同期して、両方の信号のパターンが一致したこ
とを示している。またこの２つのＭ系列信号ＭｉとＭ２
はある時刻において両信号のパターンが一致すると、以
後ずれが次第に増大し一定時間経過すると再び両信号の
パターンが一致する。本例の場合はぼＭ系列信号Ｍ１の
１２６，７７７周期とＭ２の１２８，７８７周期毎、時
間で約１８．ｌｎｓ毎にこの２つのＭ系列信号Ｍ１及び
Ｍ２のパターン一致が繰り返して発生することになる。

Ｍ系列信号発生器３及び４からそれぞれ出力されるＭ系
列信号Ｍ　及びＭ２は２つに分岐され、その一方の信号
はそれぞれ乗算器５に入力される。

乗算器５及び６は、例えば広帯域のダブル−バランスド
・ミキサ（ＤＢＭ）が使用され、２つのＭ系列信号の乗
算が行われる。Ｍ系列信号としては前述の如く正又は負
の電圧信号であるので、同符号の乗算結果は正電圧、異
符号の乗算結果は負電圧となり、乗算器５及び６の出力
には正又は負の電圧信号が得られる。従っていま２つの
Ｍ系列信！Ｍ　　及びＭ２のパターンが一致した時刻ｔ
ａの■ 近傍では乗算器５の出力信号は直流正電圧又は正電圧の
パルス列となる。しかしこの２つのＭ　系列信号Ｍ　及
びＭ２の周期がわずかに異なり、１周期の時間経過毎に
Ｏ，ｌｎｓのずれが両信号間に生ずる。そして時刻ｔ　
より１００周期後には２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２の
間にはｆＯｎｓのずれ即ち信号１個分のずれを生じる。

この状態においては両信号間の相関は無くなり乗算器５
の出力には正及び負のパルス列信号がランダムに発生す
る。この乗算器５の出力波形が第６図（ｅ）に示されて
いる。

乗算器５の出力信号はローパス・フィルター１に供給さ
れ直流電圧に変換される。ローパス・フィルター１及び
１２はそれぞれカットオフ周波数ｆ　を有し、カットオ
フ周波数ｆ　よりも高波数の入力酸分を減衰させ、入力
信号の平滑化を行なう機能を有スる。ローパス・フィル
ター１の出力信号は、２つのＭ系列信号Ｍ　及びＭ２の
パターンが一致しま た時刻ｔ　において最大値となり１、時刻ｔ　よりａ Ｍ系列信号Ｍ２が１００周期前後にずれた時刻、即ちｔ
　±１２７μｓの時刻に最小値となる。そしてこの最大
値を頂点として前後の最小値に直線的に減少する三角波
の電圧信号となる。第６図（ｆ）にこのローパス・フィ
ルター１の出力波形が示されている。またこの三角波の
電圧信号は、前述の如く２つのＭ系列の同期状態が発生
する１８．ｌｎｓ毎にローパス・フィルタ１１から出力
される。ローパス・フィルタ１１からの出力信号は最大
値検出器１３に入力される。最大値検出器１３及び１４
はローパス・フィルタ１１及び１２から入力される三角
波の電圧信号の最大値、即ち三角波の頂点の電圧を検出
し、その最大電圧値を検出した時刻にパルス信号を１個
出力する機能を有するものである。最大電圧の発生時刻
を検出する方法としては例えば、Ａ−Ｄ変換器とデジタ
ル・データ比較器とを設け、高速のサンプリング信号に
より入力される三角波のアナログ信号を逐次デジタルデ
ータに変換し、常に１つ前のサンプリング信号により得
られたデジタルデータと、現在のサンプリング信号によ
り得られたデジタルデータとをデジタル・データ比較器
により大小関係を比較し、入力信号の時間に対する増加
状態から減少状態に反転する時刻を検出すればよい。同
様にサンプリングされたアナログ信号を逐次比較するこ
とにより同一の機能を実現することもできる。なおノイ
ズ等により小さなビークがあられれるおそれのある場合
は、しきい値を定め、このしきい値を越えた信号につい
てのみピーク値を検出するようにすればよい。最大値検
出器１３は入力信号の最大値検出時刻にパルス出力を計
測開始信号として時間計測器１５に供給する。時間計測
器１５は最大値検出器■３より計測開始信号が入力され
ると、時間の計測を開始する。この状態が第６図（１）
及び（ｋ）に示される。Ｍ系列信号発生器３から出力さ
れ２つに分岐された他方のＭ系列信号Ｍ１は、電力増巾
器７に入力され出力電力が２０１１＋Ｗ程度に電力増巾
される。電力増巾器７からのＭ系列出力信号は送信アン
テナ９に給電される。

送信アンテナ９はＭ系列信号の電磁波を伝播媒体に放射
する。この放射された電磁波は導電率又は誘電率が伝播
媒体の値と異なる値を有する対象物ｔｅで反射され、受
信アンテナ１ｏにより検出される。

受信アンテナ１０により検出された反射信号は、受信増
巾器８に入力され、信号増巾及び波形整形が行われる。

この受信増巾器８の出力信号Ｍ１′は、Ｍ系列信号Ｍ１
が送信用アンテナ９から電磁波として放射され、対象物
１３までの距離を往復し、受信用アンテナ１０に到達す
る電磁波の伝播時間だけ遅延した信号と同一である。厳
密には電力増１１器７及び信号増［１１器８等に固定の
信号遅延時間が存在するが、これらの固定遅延時間は計
ＩＦ＋処理の段階で除去されたり、Ｍ系列信号発生器３
からの出力信号Ｍ１を乗算器５に供給するときに、同等
の遅延時間を有する遅延回路を介して信号を供給する等
の方法により計ｉＵＪ上除去することが可能である。こ
のように送信用及び受信用アンテナ９及び・１０から対
象物までの距離に比例した遅延時間を有するＭ系列信号
Ｍｔが受信増巾器８から出力され乗算器６の一方の入力
に供給される。いま対象物１６が送信用及び受信用アン
テナ９及びｌＯから３メートルの距離をへだてた大気中
に存在するとする。

電磁波が大気中を伝播し３メートル、を往復するには２
０ｎｓを要するので、受信増巾器８から出力されるＭ系
列Ｍ１′はＭ系列信号発生器３から出力されるＭ系列信
号Ｍｉよりも２０ｎｓ遅延している。この状態が第６図
（ｄ）に示されている。またＭ系列信号発生器４から出
力され２つに分岐゛された他方のＭ系列信号Ｍ２は乗算
器６の他方の入力に供給される。乗算器６では乗算器５
と同様に２つのＭ系列信号Ｍ′及びＭ２の乗算が行われ
る。乗算器６は２つのＭ系列信号Ｍ′及びＭ２の乗算結
果をロ一パス・フィルター２に供給する。ローパス・フ
ィルター２は２つのＭ系列信号Ｍ　ｔ’及びＭ２のパタ
ーンが一致した時を頂点とする三角波の電圧信号を発生
し、この電圧信号を最大値検出回路１４に供給する。以
上の動作は乗算器５及びローパス・フィルター１におい
て説明した動作と全く同一である。

相違する点は２つのＭ系列信号Ｍ′及びＭ２のパターン
が一致する時刻のみである。Ｍ系列信号Ｍ′はＭｌより
２０口Ｓ遅延しており１、基準とするＭｌ 系列信号Ｍ２に対してＭ１′は１周期で０．１　ｎｓ短
周期なので、時刻ｔ　よりＭ系列信号Ｍ２の２００周期
遅れた時刻ｔｂにおいて２つのＭ系列信号Ｍ工′及びＭ
２のパターンは一致する。Ｍ系列信号Ｍ２の１周期はり
、２７Ｂｓなので２００周期は１．２７μ３　Ｘ２０（
）−２５４μｓとなり、時刻ｔｂはｔ、より２５４μＳ
遅れた位置に存在する。最大値検出回路１４は入力され
る三角波電圧の最大値を検出した時刻にパルス出力を発
生するので、当然この時刻ｔｂにおいてパルス出力を発
生することになる。最大値検出器１４の動作は前述の最
大値検出器１３と同様であり、発生したパルス出力を今
回は計測停止信号として時間計測器１５に供給する。時
間計測器■５は計測開始信号の入力された時刻ｔ　から
計測停止信号の人力される時刻ｔｂまでの時間を計測す
る。

本例においては前述の２５４μｓが計測結果として得ら
れる。時間計測法としては例えば計測開始時刻から停止
時刻までの時間ゲートを設けて、この時間ゲート内にお
けるクロック信号を計数する等の方法でよい。この時間
計測器１５により計測された時間が本装置の送受信アン
テナから対象物までの距離に比例して得られることにな
る。即ち前述の２５４μｓは距Ｍ３メートルに対応し、
２５４０μｓは距離３０メートルに対応するから、この
時間を計測することにより対象物までの距離を計測する
ことができる。さらに本発明が一般のレーダ装置と大き
く相違する点はこの距離に比例した時間が著しく拡大さ
れている点にある。即ち一般のレーダで３メートルの距
離を計測するのは２０ｎｓ　（２０ＸＩＯ−９秒）の時
間を計測することになる。しかるに本発明によれば３メ
ートルの距離を計Δｉするのは２５４　ｕｓ　　（２５
４ｘｌＯ−６秒）を計測することになる。

即ち時間軸で１２，７００倍に拡大され、きわめて低速
化された信号を計測すればよいことになる。従って本発
明のレーダ装置は従来の装置に比較して、短距離の計測
精度が向上すること並びに安価な低速素子により装置が
簡易に構成できることに太きな特徴を有する。時間測定
器１５による時間測定は、前述の１８．１ｍｓ毎の計測
開始信号が入力される度に行われる。従って対象物が移
動す、る場合に送受信アンテナから対象物の距離の変化
が１８．１ｍｓ毎に検出できる。また本実施例における
時間計測においでは１８．１＋ｓは距離として約１９０
メートルに相当する。通常の地中探査等の用途では最大
探知距離は１９０メートルで十分であるが、クロック周
波数ｆ　及びｆ２の周波数を選択することにより、時間
軸上での拡大比率や最大探知距離を変更することが可能
である。

第７図はクロック発生器の一実施例を示すブロック図で
ある。図において２６は周波数３Ｍ１ｌｚの水晶発振器
、２７−１．２７−２．２７−３は２つの周波数ｆ人及
びｆ　の信号を混合し、和の周波数ｆ　Ａ＋　ｔ　Ｂの
信号と、差の周波数ｆＡ−ｆＢの信号を出力する混合器
、２８−１は周波数４ＫＨｚの発振器、２８−２は周波
数９７　Ｍ　Ｈｚの発振器、２９−１．２９−２．２９
−３．２９−４はバンドパス・フィルタであり通過周波
数をそれぞれ３．ＯＱ４ＭＨｚ、　２．９９６ＭＨｚ、
　ｔｏｏ、００４ＭＨｚ、　９９．９９８ＭＨｚに選択
しである。

第７図の動作を説明すると、水晶発振器２６から出力れ
る３ＭＩＩｚの゛信号と、発振器２８−１から出力され
る４ＫＨｚの信号が、例えば平衡変調器等で構成される
混合器２７−１において混合され、３．００４ＭＨｚと
２．９９［ＩＭＨｚの２つの信号を出力する。混合器２
７−１の出力信号のうち３．００４ＭＨｚの信号はバン
ドパス−フィルタ２９−１を通過して混合器２７−２に
、２．９９８ＭＩＩｚの信号はバンドパス・フィルタ２
９−２を通過して混合器２９−３にそれぞれ供給される
。混合器２７−２は前記３．００４ＭＩＩｚの信号と発
振器２８−２から供給される９７ＭＨｚの信号を混合し
、その和及び差の信号を出力するが、そのうち和の信号
であるＩＯｏ、００４Ｍｆ（ｚの信号がバンドパス・フ
ィルタ２９−３を通過して、クロック周波数ｆｒとして
出力される。同様に混合器２７−３は前記２．９９６Ｍ
Ｈｚの信号と発振器２８−２から供給される９７Ｍ１ｌ
ｚの信号を混合して出力するが、和の信号である９９．
９９６ＭＨ２の信号がバンドパス・フィルタ２９−４を
通過して、クロック周波数ｆ２として出力される。この
ような構成により２つのクロック周波数ｆ１とｆ２の周
波数の差が正確に８ＫＨｚに保持される。本発明におい
てはこの２つのクロック周波数ｆ　及びｆ２により２つ
の擬似うンダム信号を発生させ、この２つの擬似ランダ
ム信号の周期差を利用して計測を行なうので、このクロ
ック周波数の差を正確に保持することが計測精度を向上
させるために重要である。従って例えばＰＬＬ　（フェ
イズ・ロック・ループ）等の技術を利用してこの周波数
差を一定に保持するようなりロック信号発生器を構成し
てもよい。

第８図はこの発明の検知信号を画像表示させるための画
像表示装置のブロック図である。図において、５．　６
．１１．１２は第１図の機器と同一のものである。３０
は画像表示装置で、内部に画像変換部３１と表示器３２
とを含む。画像変換部３１はローパスフィルタ１１から
の出力信号を距離を測定するための基準信号として、ロ
ーパスフィルタ１２からの出力信号を検知信号とする。

検知信号は、基準信号から検知信号までの時間を対応す
る距離の位置情報とし、その受信強度に応じて明暗の映
像信号として表示器３２に表示する。また送受信アンテ
ナを移動させた場合に、その移動距離に対応して走査開
始位置をブラウン管上で移動するようにする。

ここで特徴とする点は検知信号は十分に低速であり、従
来のようにサンプリング装置を介さずに、直接に画像変
換部に供給できることである。

第９図はこの発明の検知信号の画像表示図である。図は
、地中の埋設物、例えば深さ３メートルのプラスチック
バイブの検知信号の画像表示例を示す。同図の横軸は送
受信アンテナをバイブを横切る方向に走行させた走行距
離を示し、縦軸は検知距離を示している。また検知信号
の強弱を明暗で表示している。図において、下方に開い
た半円弧状の波形表示の上部がパイプ検知を示している
。

この半円弧の形状は送受信アンテナの指向性が不十分の
ため生ずる画像であり、パイプ検知の実用上は問題とな
らない。また地表面からの反射波が強くて、対象物から
の反射波が微弱の場合には、送信アンテナと受信アンテ
ナを独立して走行させ地表面からの反射を低減させる方
法も有効である。

本発明の実施例として池中又は水中の探査用レーダの場
合を上記に示したが、本発明はまたＴＤＲ（タイム拳ド
メイン自リフラクトリ−）１こよる距、！ｉｔ　１１！
＋定にも適用することができる。ＴＤＲとは一般に電線
の故障位置を検出する目的等で使用される技術であり、
電線の一端からモノパルス又はステップパルスによる電
気パルスを入力する。この電気パルスは線路を伝播して
進行し、線路の断線又は短絡等による特性インピーダン
スの変化箇所より反射されて信号入力端に戻る。この電
気パルスの入力時刻から反射波が検出されるまでの時間
と、線路の伝播速度から上記特性インピーダンスの変化
箇所を検出するものである。ＴＤＲはまた光ファイバに
対しても光パルスを用いて同一の原理により光ファイバ
の異常点を検出するために使用できる。

このＴＤＲに電気的パルス信号を入力する代りに、本発
明の擬似ランダム信号を入力し、基準信号検出時刻から
反射波との最大相関出力が検出され検出信号が得られる
までの時間と、その伝播速度から同様に伝播インピーダ
ンスの変化点を検出できる。この方法の特徴は反射波に
雑音が混入された場合でも、相関器は雑音では誤動作を
しないので安定に計測ができることである。

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、検知対象物への送受信
に使用される第１の擬似ランダム信号と、基準信号とし
て使用される第２の擬似ランダム信号が同一パターンで
周波数がわずかに異なるように設定し、基準の第２の擬
似ランダム信号と、送信されるｍｌの擬似ランダム信号
との最大相関値を検出した時刻と、第２の擬似ランダム
信号と受信された第１の擬似ランダム信号との最大相関
値を検出した時刻とを検出し、この２つの最大相関値検
出時刻間の時間を計Δ−１する方法によって、前記対象
物までの距離に比例した時間を計１１１１するようにし
た。この計測時間は、従来方式の電磁波の伝播に要する
実時間に比較し、著しく拡大された時間となっているの
で、直接低速信号により時間計測が可能となった。従っ
て従来の実時間における高速信号処理に必要とされたサ
ンプリング装置か不要となり、低速回路素子により装置
が構成できるので、装置の小型化、低価格の効果が得ら
れる。

さらにＡＰｌ定距離に比例した時間計Ａ？Ｉにおいて、
実時間よりも著しく拡大された時間により計測を行なう
ので、計δ−１粘度が向上した。特に擬似ランダム信号
の相関処理のため、短距離の分解能が向上した効果があ
る。

さらにまた前記第１及び第２の擬似ランダム信号発生手
段が、共にクロック同期型擬似ランダム信号発生手段で
あり、駆動用クロック周波数がわずかに異なるのみで、
全く同一構成により２つの擬似ランダム信号発生手段が
実現できるので、装置の経済性が向上する効果を有する
。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例を示すブロック図、第２図
は従来の擬似ランダム信号による地中又は水中探査用レ
ーダ装置のブロック図、第３図は相関器のブロック図、
第４図は７ビツＩ・のＭ系列信号発生器の構成図、第５
図はＭ系列信号発生器の出力波形図、第６図は第１図の
動作を説明するための波形図、第７図はクロック発生器
の一実施例を示すブロック図、第８図はこの発明の画像
表示装置のブロック図、第９図はこの発明の検知信号の
画像表示図である。 図において、１，２はクロック発生器、３，４゜１７は
Ｍ系列信号発生器、５．６は乗算器、７は電力増巾器、
８は受信増１１］器、９は送信用アンテナ、ＩＯは受信
用アンテナ、１１．　１２はローパスフィルタ、Ｈ，１
，４は最大値検出器、１５は時間計Δｌ器、１Ｇは対象
物、１８はサンプリング装置、１９は相関器、２０−１
゜２０−２．２０−３は減衰器、２Ｉはタップ付遅延線
、２２は符号変換器、２３は加算器、２４はシフトレジ
スタ、２５は排他的論理回路、２Ｇは水晶発振器、２７
−１．２７−２．２７−３は混合器、２８−１．２８−
２は発振器、２９−１゜２９−２．２９−３．２９−４
はバンドパス・フィルタ、３０は画像表示装置、３１は
画像変換部、３２は表示器である。

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. （１）第１の擬似ランダム信号を対象物に向けて送信す
   るとともに、前記第１の擬似ランダム信号と該第１の擬
   似ランダム信号と同一のパターンで周波数のわずかに異
   なる第２の擬似ランダム信号との乗算値（第１乗算値）
   を算出し、 前記対象物から反射された信号を受信した受信信号と、
   前記第２の擬似ランダム信号との乗算値（第２乗算値）
   を算出し、 前記第１乗算値の時系列パターンと前記第２乗算値の時
   系列パターンとの時間差を測定することにより前記対象
   物との距離を測定する方法。
2. （２）第１の擬似ランダム信号発生手段と、前記第１の
   擬似ランダム信号発生手段の出力を送信信号として対象
   物に送信する手段と、 前記対象物からの反射信号を受信し受信信号を得る受信
   手段と、 前記第１の擬似ランダム信号と同一パターンで周波数の
   わずかに異なる第２の擬似ランダム信号発生手段と、 前記第１の擬似ランダム信号発生手段の出力と前記第２
   の擬似ランダム信号発生手段の出力との乗算を行う第１
   の乗算器と、 前記受信手段の出力と第２の擬似ランダム信号発生手段
   の出力との乗算を行う第２の乗算器と、前記第１の乗算
   器の出力と前記第２の乗算器の出力の時系列パターンの
   時間差を測定する手段を有する距離測定装置。
3. （３）前記時系列パターンの時間差を測定する手段が、
   第１の乗算器の出力が最大となったときパルスを発生す
   る第１のパルス発生手段と、 第２の乗算器の出力が最大となったときパルスを発生す
   る第２のパルス発生手段と、 前記第１のパルス発生手段の出力パルスと前記第２のパ
   ルス発生手段の出力パルスとの時間間隔を測定する手段
   を有する請求項２記載の距離測定装置。
4. （４）前記第１の擬似ランダム信号発生手段が、第１の
   クロック発生器と前記第１のクロック発生器の出力によ
   って駆動される第１のクロック同期型擬似ランダム信号
   発生手段からなり、 前記第２の擬似ランダム信号発生手段が、第２のクロッ
   ク発生器と前記第２のクロック発生器の出力によって駆
   動される第２のクロック同期型擬似ランダム信号発生手
   段からなり、 かつ、前記第１のクロック同期型擬似ランダム信号発生
   手段と前記第２のクロック同期型擬似ランダム信号発生
   手段とが同一構成であり、第１のクロック発生器の周波
   数と第２のクロック発生器の周波数がわずかに異なる請
   求項２または請求項３に記載の距離測定装置。