JPH0216109B2 - - Google Patents
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- JPH0216109B2 JPH0216109B2 JP363980A JP363980A JPH0216109B2 JP H0216109 B2 JPH0216109 B2 JP H0216109B2 JP 363980 A JP363980 A JP 363980A JP 363980 A JP363980 A JP 363980A JP H0216109 B2 JPH0216109 B2 JP H0216109B2
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- Japan
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- voltage
- current
- transistor
- coil
- thyristor
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/14—Arrangements for reducing ripples from DC input or output
- H02M1/15—Arrangements for reducing ripples from DC input or output using active elements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はサイリスタ整流器を用いたリツプル電
圧の小さなコイル励磁用直流電源装置に関するも
のである。
圧の小さなコイル励磁用直流電源装置に関するも
のである。
超電導線は−270℃程度の極低温に冷却すると
直流抵抗が零になつて、ジユール熱を発生しない
ので、大電流を流して高い磁束密度を作る必要の
ある粒子加速器の電磁石や磁気閉じ込め式核融合
装置のトロイダル磁場コイル用の電線として使用
されている。超電導コイルの回路の直流抵抗は非
常に小さいので、その時定数は非常に大きくな
り、第１図に示すように、超電導コイル１を電圧
リツプルを多く含んだサイリスタ整流器２に直接
に接続しても電流リツプルはほとんど生じない。
しかし、超電導線に交流電圧を印加すると、交流
損失による発熱を生じ、素線の温度が上昇して部
分的あるいは広範囲に超電導状態から常電導状態
へ転移するおそれがあり、このため超電導コイル
の励磁電源としては、負荷の時定数が非常に大き
いにもかかわらず、電圧リツプルの非常に小さい
ものが要求される。
直流抵抗が零になつて、ジユール熱を発生しない
ので、大電流を流して高い磁束密度を作る必要の
ある粒子加速器の電磁石や磁気閉じ込め式核融合
装置のトロイダル磁場コイル用の電線として使用
されている。超電導コイルの回路の直流抵抗は非
常に小さいので、その時定数は非常に大きくな
り、第１図に示すように、超電導コイル１を電圧
リツプルを多く含んだサイリスタ整流器２に直接
に接続しても電流リツプルはほとんど生じない。
しかし、超電導線に交流電圧を印加すると、交流
損失による発熱を生じ、素線の温度が上昇して部
分的あるいは広範囲に超電導状態から常電導状態
へ転移するおそれがあり、このため超電導コイル
の励磁電源としては、負荷の時定数が非常に大き
いにもかかわらず、電圧リツプルの非常に小さい
ものが要求される。
第２図は従来から用いられている超電導コイル
の励磁電源装置の一例である。第２図において、
サイリスタ整流器２が３相ブリツジ整流回路で構
成されている場合には、この出力電圧波形は第３
図のようになり、斜線で示すような電圧リツプル
が含まれている。第２図においてはこの電圧リツ
プルをトランジスタ３のエミツタ−コレクタ間電
圧（VCE）によつて吸収し、負荷である超電導コ
イル１に印加される電圧リツプル低く抑えてい
る。一般にトランジスタはサイリスタに比べて制
御応答が速いので、第２図はこの特徴を生かし
て、トランジスタ３で高速の電圧制御を行なう一
方、サイリスタ整流器２はこれよりもゆるやかな
応答速度でトランジスタ３のVCEの平均値を制御
している。即ち、超電導コイル１の電流ILを電流
検出器４で検出し、電流制御部５でこれを電流基
準値Irefと比較してその偏差に応じた電圧基準信
号Vrefを出力し、トランジスタ電圧制御部６が
この電圧基準信号Vrefと電圧検出器７で検出さ
れたトランジスタ３の負荷側電圧VLとの偏差に
応じてトランジスタ３のベース電流を駆動するこ
とにより負荷側電圧VLが電圧基準信号Vrefに一
致するように制御される。尚、電圧基準信号
Vrefを得るために負荷電流の検出値が必要な理
由は次の通りである。
の励磁電源装置の一例である。第２図において、
サイリスタ整流器２が３相ブリツジ整流回路で構
成されている場合には、この出力電圧波形は第３
図のようになり、斜線で示すような電圧リツプル
が含まれている。第２図においてはこの電圧リツ
プルをトランジスタ３のエミツタ−コレクタ間電
圧（VCE）によつて吸収し、負荷である超電導コ
イル１に印加される電圧リツプル低く抑えてい
る。一般にトランジスタはサイリスタに比べて制
御応答が速いので、第２図はこの特徴を生かし
て、トランジスタ３で高速の電圧制御を行なう一
方、サイリスタ整流器２はこれよりもゆるやかな
応答速度でトランジスタ３のVCEの平均値を制御
している。即ち、超電導コイル１の電流ILを電流
検出器４で検出し、電流制御部５でこれを電流基
準値Irefと比較してその偏差に応じた電圧基準信
号Vrefを出力し、トランジスタ電圧制御部６が
この電圧基準信号Vrefと電圧検出器７で検出さ
れたトランジスタ３の負荷側電圧VLとの偏差に
応じてトランジスタ３のベース電流を駆動するこ
とにより負荷側電圧VLが電圧基準信号Vrefに一
致するように制御される。尚、電圧基準信号
Vrefを得るために負荷電流の検出値が必要な理
由は次の通りである。
電流基準値Irefよりも負荷電流ILが小さい場合
には、トランジスタ電圧制御部６の出力を大きく
してベース電流を増やして、トランジスタ３のコ
レクタ・エミツタ間電圧VCEを小さくし、トラン
ジスタ３による電圧降下を小さくして負荷にかか
る電圧VLを大きくする必要がある。逆に、電流
基準値Irefよりも負荷電流ILが大きい場合には、
トランジスタ３のベース電流を減らしてコレク
タ・エミツタ間電圧VCEを大きくして負荷にかか
る電圧VLを小さくする必要がある。
には、トランジスタ電圧制御部６の出力を大きく
してベース電流を増やして、トランジスタ３のコ
レクタ・エミツタ間電圧VCEを小さくし、トラン
ジスタ３による電圧降下を小さくして負荷にかか
る電圧VLを大きくする必要がある。逆に、電流
基準値Irefよりも負荷電流ILが大きい場合には、
トランジスタ３のベース電流を減らしてコレク
タ・エミツタ間電圧VCEを大きくして負荷にかか
る電圧VLを小さくする必要がある。
このように主制御器（本発明の場合は電流制御
部５）の出力（Vref）をマイナーループ（本発
明の場合はトランジスタ電圧制御部６）の入力と
する技術はすでに公知である。一方、サイリスタ
電圧制御部８では、前記電圧基準信号Vrefにト
ランジスタ３のVCEの動作基準値VCErefを加えた
値と、電圧検出器９で検出されたトランジスタ３
の電源側電圧Vsとの偏差に応じてサイリスタ整
流器２の点弧位相を変えて出力電圧を制御し、ト
ランジスタ３のVCEの平均値が前記動作基準値
VCErefになるようにする。制御応答としては、ト
ランジスタ電圧制御ループを一番速くし、サイリ
スタ電圧制御ループを次に速くしておく。
部５）の出力（Vref）をマイナーループ（本発
明の場合はトランジスタ電圧制御部６）の入力と
する技術はすでに公知である。一方、サイリスタ
電圧制御部８では、前記電圧基準信号Vrefにト
ランジスタ３のVCEの動作基準値VCErefを加えた
値と、電圧検出器９で検出されたトランジスタ３
の電源側電圧Vsとの偏差に応じてサイリスタ整
流器２の点弧位相を変えて出力電圧を制御し、ト
ランジスタ３のVCEの平均値が前記動作基準値
VCErefになるようにする。制御応答としては、ト
ランジスタ電圧制御ループを一番速くし、サイリ
スタ電圧制御ループを次に速くしておく。
トランジスタ電圧制御ループの応答周波数は数
ＫHzにすることができるので、サイリスタ整流器
２の出力電圧にリツプルが含まれていても、トラ
ンジスタ３の負荷側電圧VLには電圧リツプルが
ほとんど含まれないように制御することができ
る。
ＫHzにすることができるので、サイリスタ整流器
２の出力電圧にリツプルが含まれていても、トラ
ンジスタ３の負荷側電圧VLには電圧リツプルが
ほとんど含まれないように制御することができ
る。
しかし第２図の回路では、トランジスタ３に超
電導コイル１の電流ILが流れ、大形の超電導コイ
ルの場合には数10KAになるので、トランジスタ
電源は非常に高価なものになる。
電導コイル１の電流ILが流れ、大形の超電導コイ
ルの場合には数10KAになるので、トランジスタ
電源は非常に高価なものになる。
本発明はこの点に鑑みてなされたものであり、
主回路に変圧器の一次巻線を接続し、この変圧器
の二次巻線にトランジスタを接続することによつ
て、トランジスタに超電導コイルの負荷電流を流
すことなく、サイリスタ整流器の大電流出力の電
圧リツプルを吸収する安価で信頼性の高い合理的
なコイル励磁用直流電源装置を提供するものであ
る。
主回路に変圧器の一次巻線を接続し、この変圧器
の二次巻線にトランジスタを接続することによつ
て、トランジスタに超電導コイルの負荷電流を流
すことなく、サイリスタ整流器の大電流出力の電
圧リツプルを吸収する安価で信頼性の高い合理的
なコイル励磁用直流電源装置を提供するものであ
る。
本発明の一実施例を第５図に示す。第５図と第
２図に示した従来の方式との構成上の相異点は、
超電導コイル１と直列に変圧器１０の一次巻線を
接続し、この変圧器１０の二次巻線側にトランジ
スタ３を接続してあることである。このような構
成にすれば、変圧器１０の二次巻線側には超電導
コイル１の電流ILの直流分は流れない。変圧器１
０の巻数比（二次巻線数／一次巻線数）をｎと
し、サイリスタ整流器２が発生する電圧リツプル
の値（Ｏ−Ｐ）をVripとすれば、トランジスタ
３は第４図に示すようなＡ級増幅器の場合には
2nVripから電圧定格をきめ、電流定格は変圧器
１０がこれだけの電圧を発生するのに必要な励磁
電流を基準にしてきめればよい。
２図に示した従来の方式との構成上の相異点は、
超電導コイル１と直列に変圧器１０の一次巻線を
接続し、この変圧器１０の二次巻線側にトランジ
スタ３を接続してあることである。このような構
成にすれば、変圧器１０の二次巻線側には超電導
コイル１の電流ILの直流分は流れない。変圧器１
０の巻数比（二次巻線数／一次巻線数）をｎと
し、サイリスタ整流器２が発生する電圧リツプル
の値（Ｏ−Ｐ）をVripとすれば、トランジスタ
３は第４図に示すようなＡ級増幅器の場合には
2nVripから電圧定格をきめ、電流定格は変圧器
１０がこれだけの電圧を発生するのに必要な励磁
電流を基準にしてきめればよい。
次に本発明における制御回路の構成と作用を説
明する。第５図の本発明の制御回路は、トランジ
スタ３のベース電流の制御は第２図の従来の励磁
電源装置の制御回路と同じであるが、サイリスタ
整流器２の制御回路に相異がある。即ち、第５図
においては、変圧器１０の二次電流I2を電流検出
器１１で検出し、この二次電流I2の平均値がトラ
ンジスタ３のコレクタ電流の動作基準値ICBiasに
なるようにサイリスタ整流器２の出力電圧を制御
している。
明する。第５図の本発明の制御回路は、トランジ
スタ３のベース電流の制御は第２図の従来の励磁
電源装置の制御回路と同じであるが、サイリスタ
整流器２の制御回路に相異がある。即ち、第５図
においては、変圧器１０の二次電流I2を電流検出
器１１で検出し、この二次電流I2の平均値がトラ
ンジスタ３のコレクタ電流の動作基準値ICBiasに
なるようにサイリスタ整流器２の出力電圧を制御
している。
以下に制御回路の動作をさらに詳細に説明す
る。超電導コイル１の電流ILを電流検出器４で検
出し、電流制御部５でこれを電流基準値Irefと比
較し、その偏差に応じて電圧基準信号Vrefを出
力する。トランジスタ電圧制御部６では、この電
圧基準信号Vrefと電圧検出器７で検出された負
荷側電圧VLとの偏差に応じてトランジスタ３の
ベース電流を駆動することにより、トランジスタ
用電源２０−変圧器１０の二次巻線−電流検出器
１１−トランジスタ３なる閉回路に二次電流I2を
流す。この電流が変圧器１０の励磁電流となつて
変圧器１０の一次巻線側に電圧を発生しVLが
Vrefに近づくように作用する。一方、前記電圧
基準信号Vrefはサイリスタ電圧制御部８への第
１の入力信号として、これが増加したときにサイ
リスタ整流器２の出力電圧が増加するような極性
で印加されており、また、電圧検出器９の出力信
号が前記電圧基準信号Vrefと逆極性で第２の入
力信号としてサイリスタ電圧制御部８に印加され
ている。更に、前記電流I2の検出値にある一定の
バイアス値ICBiasを加えた量が二次電流制御部１
２に印加されており、この出力信号Vref2が前記
サイリスタ電圧制御部８への第３の入力信号とし
て前記第１の入力信号と同極性で印加されてい
る。電圧基準信号Vref及び二次電流I2はともに、
サイリスタ電圧制御部８に正符号で加算されてい
るので前記二次電流I2が増加するとサイリスタ電
圧制御部８への第３の入力信号（Vref2）が増加
し、サイリスタ整流器２の出力電圧が増加するの
で変圧器１０の負荷側電圧VLも増加する。この
VLの増加が電圧検出器７で検出され、前記トラ
ンジスタ電圧制御部６への入力信号が減少する方
向に働くので、トランジスタ３のベース電流が減
少し、変圧器１０の二次電流I2が前記バイアス値
ICBiasに等しくなるまで減少して平衡する。第５
図においても、応答速度としてはトランジスタ電
圧制御ループを一番速くし、サイリスタ電圧制御
ループを２番目に速くする。また二次電流制御ル
ープ（二次電流制御部１２を主ループとして含む
制御ループ）の応答速度を３番目に速くする。こ
のようにすることにより、トランジスタ３は負荷
側電圧VLが電圧基準信号Vrefに等しくなるよう
に高速に制御する一方、サイリスタ整流器２は変
圧器１０の二次電流I2（これはトランジスタ３の
コレクタ電流ICに等しい）の平均値が予め設定さ
れた値ICBiasになるように制御することができる。
しかも、トランジスタ電圧制御ループは非常に応
答が速いのでサイリスタ整流器２が発生する電圧
リツプルが負荷側電圧VLにはほとんど含まれな
いように制御することができる。
る。超電導コイル１の電流ILを電流検出器４で検
出し、電流制御部５でこれを電流基準値Irefと比
較し、その偏差に応じて電圧基準信号Vrefを出
力する。トランジスタ電圧制御部６では、この電
圧基準信号Vrefと電圧検出器７で検出された負
荷側電圧VLとの偏差に応じてトランジスタ３の
ベース電流を駆動することにより、トランジスタ
用電源２０−変圧器１０の二次巻線−電流検出器
１１−トランジスタ３なる閉回路に二次電流I2を
流す。この電流が変圧器１０の励磁電流となつて
変圧器１０の一次巻線側に電圧を発生しVLが
Vrefに近づくように作用する。一方、前記電圧
基準信号Vrefはサイリスタ電圧制御部８への第
１の入力信号として、これが増加したときにサイ
リスタ整流器２の出力電圧が増加するような極性
で印加されており、また、電圧検出器９の出力信
号が前記電圧基準信号Vrefと逆極性で第２の入
力信号としてサイリスタ電圧制御部８に印加され
ている。更に、前記電流I2の検出値にある一定の
バイアス値ICBiasを加えた量が二次電流制御部１
２に印加されており、この出力信号Vref2が前記
サイリスタ電圧制御部８への第３の入力信号とし
て前記第１の入力信号と同極性で印加されてい
る。電圧基準信号Vref及び二次電流I2はともに、
サイリスタ電圧制御部８に正符号で加算されてい
るので前記二次電流I2が増加するとサイリスタ電
圧制御部８への第３の入力信号（Vref2）が増加
し、サイリスタ整流器２の出力電圧が増加するの
で変圧器１０の負荷側電圧VLも増加する。この
VLの増加が電圧検出器７で検出され、前記トラ
ンジスタ電圧制御部６への入力信号が減少する方
向に働くので、トランジスタ３のベース電流が減
少し、変圧器１０の二次電流I2が前記バイアス値
ICBiasに等しくなるまで減少して平衡する。第５
図においても、応答速度としてはトランジスタ電
圧制御ループを一番速くし、サイリスタ電圧制御
ループを２番目に速くする。また二次電流制御ル
ープ（二次電流制御部１２を主ループとして含む
制御ループ）の応答速度を３番目に速くする。こ
のようにすることにより、トランジスタ３は負荷
側電圧VLが電圧基準信号Vrefに等しくなるよう
に高速に制御する一方、サイリスタ整流器２は変
圧器１０の二次電流I2（これはトランジスタ３の
コレクタ電流ICに等しい）の平均値が予め設定さ
れた値ICBiasになるように制御することができる。
しかも、トランジスタ電圧制御ループは非常に応
答が速いのでサイリスタ整流器２が発生する電圧
リツプルが負荷側電圧VLにはほとんど含まれな
いように制御することができる。
次に本発明の他の実施例を第６図に示す。第５
図においてはサイリスタ整流器２の出力に、フイ
ルタを介さずに直接に変圧器１０を接続している
が、第６図においてはフイルタ３０をサイリスタ
整流器２と変圧器１０との間に設けている。この
ようにすれば、フイルタ３０の作用によりトラン
ジスタ３で制御すべき電圧リツプルが小さくな
り、トランジスタ３の容量を小さくすることが可
能になる。
図においてはサイリスタ整流器２の出力に、フイ
ルタを介さずに直接に変圧器１０を接続している
が、第６図においてはフイルタ３０をサイリスタ
整流器２と変圧器１０との間に設けている。この
ようにすれば、フイルタ３０の作用によりトラン
ジスタ３で制御すべき電圧リツプルが小さくな
り、トランジスタ３の容量を小さくすることが可
能になる。
さらに第７図は本発明の他の実施例であり、第
５図の実施例がトランジスタ３を第４図のＡ点を
中心として動作するＡ級増幅器として使用してい
るのに対して、第７図においてはＢ級プツシユプ
ル増幅器として構成し、変圧器１０の二次側バイ
アス電流を流さないで済むようにしてある。従つ
て第７図においては二次電流制御部１２の入力側
にバイアス値ICBiasを加える必要がない。
５図の実施例がトランジスタ３を第４図のＡ点を
中心として動作するＡ級増幅器として使用してい
るのに対して、第７図においてはＢ級プツシユプ
ル増幅器として構成し、変圧器１０の二次側バイ
アス電流を流さないで済むようにしてある。従つ
て第７図においては二次電流制御部１２の入力側
にバイアス値ICBiasを加える必要がない。
以上の説明は超電導コイルの励磁電源装置の場
合について述べたが、本発明は例えば磁束密度の
微小なリツプルをもきらう粒子加速器の常電導コ
イルの励磁電源装置などにも適用することができ
る。
合について述べたが、本発明は例えば磁束密度の
微小なリツプルをもきらう粒子加速器の常電導コ
イルの励磁電源装置などにも適用することができ
る。
以上説明したように本発明によれば、トランジ
スタ３をサイリスタ整流器の出力側に直列に設け
た変圧器１０の二次側に接続することによつて、
従来の方式に比べて非常に小さな容量のトランジ
スタによつて負荷コイルの電流ILのリツプルを充
分に低減する合理的なコイル励磁用直流電源装置
を得ることができる。
スタ３をサイリスタ整流器の出力側に直列に設け
た変圧器１０の二次側に接続することによつて、
従来の方式に比べて非常に小さな容量のトランジ
スタによつて負荷コイルの電流ILのリツプルを充
分に低減する合理的なコイル励磁用直流電源装置
を得ることができる。
第１図はトランジスタを使用しないコイル励磁
電源装置の一般的な回路図、第２図はサイリスタ
整流器とトランジスタを使用した従来のコイル励
磁電源装置の回路図、第３図はサイリスタ整流器
の出力電圧波形の説明図、第４図はＡ級増幅器の
動作説明図、第５図〜第７図はそれぞれ本発明の
各実施例を示す回路図である。 １：負荷コイル、２：サイリスタ整流器、３：
トランジスタ、５：電流制御部、６：トランジス
タ電圧制御部、８：サイリスタ電圧制御部、１
０：変圧器、１２：二次電流制御部。
電源装置の一般的な回路図、第２図はサイリスタ
整流器とトランジスタを使用した従来のコイル励
磁電源装置の回路図、第３図はサイリスタ整流器
の出力電圧波形の説明図、第４図はＡ級増幅器の
動作説明図、第５図〜第７図はそれぞれ本発明の
各実施例を示す回路図である。 １：負荷コイル、２：サイリスタ整流器、３：
トランジスタ、５：電流制御部、６：トランジス
タ電圧制御部、８：サイリスタ電圧制御部、１
０：変圧器、１２：二次電流制御部。
Claims (1)
- １ サイリスタ整流器の出力によつてコイルに平
滑な直流電流を供給するコイル励磁用直流電源装
置において、コイルと直列に変圧器の一次巻線を
接続し、この変圧器二次巻線の端子間にトランジ
スタおよびこのトランジスタ用電源を接続して閉
回路を構成すると共に、この閉回路に流れる二次
電流を検出する電流検出器を設け、前記コイルに
対する電流基準値とコイル電流との偏差にもとず
いて第１の電圧基準信号を出力する電流制御部を
設け、この第１の電圧基準信号とコイル両端間に
生ずる負荷側電圧との偏差にもとずいてトランジ
スタベース電流を出力するトランジスタ電圧制御
部を設け、前記電流検出器の出力を少なくとも入
力し第２の電圧基準信号を出力する二次電流制御
部を設け、前記第１、第２の電圧基準信号および
サイリスタ整流器の出力電圧により求められた偏
差にもとずいてサイリスタ整流器に対する点弧信
号を出力するサイリスタ電圧制御部を設け、トラ
ンジスタ電圧制御ループの応答速度をサイリスタ
電圧制御ループの応答速度よりも速くしたことを
特徴とするコイル励磁用直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP363980A JPS56101220A (en) | 1980-01-18 | 1980-01-18 | Direct current power supply device for coil excitation |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP363980A JPS56101220A (en) | 1980-01-18 | 1980-01-18 | Direct current power supply device for coil excitation |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56101220A JPS56101220A (en) | 1981-08-13 |
| JPH0216109B2 true JPH0216109B2 (ja) | 1990-04-16 |
Family
ID=11563044
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP363980A Granted JPS56101220A (en) | 1980-01-18 | 1980-01-18 | Direct current power supply device for coil excitation |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56101220A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6126401A (ja) * | 1984-07-16 | 1986-02-05 | Toshiba Corp | 電気車用アクテイブフイルタ装置 |
-
1980
- 1980-01-18 JP JP363980A patent/JPS56101220A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56101220A (en) | 1981-08-13 |
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