JPH0216610A - 定電圧電源回路 - Google Patents
定電圧電源回路Info
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- JPH0216610A JPH0216610A JP63167939A JP16793988A JPH0216610A JP H0216610 A JPH0216610 A JP H0216610A JP 63167939 A JP63167939 A JP 63167939A JP 16793988 A JP16793988 A JP 16793988A JP H0216610 A JPH0216610 A JP H0216610A
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- input voltage
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
オーディオシステムに用いて好適な定電圧電源回路に関
し、 入力電圧の安定化領域での特性が良好であり、かつ、入
力電圧が低下して非安定化領域での動作に移行した場合
にも、リツグルリジェクションを良好なものとすること
を目的とし、 入力電圧に対し所定の出力電圧を導出するための出力ト
ランジスタと、当該出力トランジスタを制御する誤差増
幅器と、入力電圧が所定値以下の場合には入力電圧の変
化に応じて変化するバイアス電圧を供給するためのバイ
アス電圧供給手段と、当該バイアス電圧供給手段により
供給されるバイアス電圧に応じて当該誤差増幅器に基準
電圧を与える基準電圧供給手段と、入力電圧に重畳され
たリップルを除去するためのリップル除去手段とによＦ
）、構成した。
し、 入力電圧の安定化領域での特性が良好であり、かつ、入
力電圧が低下して非安定化領域での動作に移行した場合
にも、リツグルリジェクションを良好なものとすること
を目的とし、 入力電圧に対し所定の出力電圧を導出するための出力ト
ランジスタと、当該出力トランジスタを制御する誤差増
幅器と、入力電圧が所定値以下の場合には入力電圧の変
化に応じて変化するバイアス電圧を供給するためのバイ
アス電圧供給手段と、当該バイアス電圧供給手段により
供給されるバイアス電圧に応じて当該誤差増幅器に基準
電圧を与える基準電圧供給手段と、入力電圧に重畳され
たリップルを除去するためのリップル除去手段とによＦ
）、構成した。
本発明は、オーディオシステムに用いて好適な定電圧電
源回路に関する。
源回路に関する。
近年、低電圧動作が可能な機器が多く存在する。
−例として、車のバッテリ電源に接続して使用される車
載用オーディオシステムを挙げることができるが、これ
らの機器に電源を供給する定電圧電源回路においては、
その入力電圧は所定値を維持した安定動作をすることが
望ましい。
載用オーディオシステムを挙げることができるが、これ
らの機器に電源を供給する定電圧電源回路においては、
その入力電圧は所定値を維持した安定動作をすることが
望ましい。
しかし、車のバッテリ電源が降下した場合のように、定
電圧電源回路の入力電圧が前記所定値以下に下がる場合
がある。かかる場合にも、その後述に接続されるオーデ
ィオシステムの動作状態を維持する必要がある。
電圧電源回路の入力電圧が前記所定値以下に下がる場合
がある。かかる場合にも、その後述に接続されるオーデ
ィオシステムの動作状態を維持する必要がある。
この場合、定電圧電源回路の入力電圧の降下に伴いその
出力電圧も降下することとなるが、この際リップルリジ
ェクション等の特性が息下しないようにする必要がある
。
出力電圧も降下することとなるが、この際リップルリジ
ェクション等の特性が息下しないようにする必要がある
。
第５図に従来の定電圧電源回路の一例を示す。
同図に示した定電圧電源回路において、入力電圧Ｖ が
所定値Ｖ 以上である場合、即ち、安ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 走化領域にある場合には、出力電圧Ｖ。を抵抗Ｒ１とＲ
２により分圧した電圧と基準電圧ｖＲＥＦとを誤差増幅
器Ａに入力し、誤差増幅器Ａの出力を出力トランジスタ
Ｑ１に帰還せしめることで定電圧を供給するよう構成さ
れている。しかし、第５図に示した定電圧電源回路にお
いては、入力電圧Ｖ が前記所定電圧ｖ 以下に降
下した場ＩＮ ＩＮ（Ｓ） 金、即ち、非安定化領域での使用状態については何ら配
慮されておらず、入力電圧Ｖ１Ｎと略等しい出力電圧Ｖ
ｏが出力されるにすぎなかったく第６図参照）、ところ
が、非安定化領域における動作時には、出力トランジス
タＱ１が飽和してしまい、そのためにリップルリジェク
ションが悪化するという欠点がある。
所定値Ｖ 以上である場合、即ち、安ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 走化領域にある場合には、出力電圧Ｖ。を抵抗Ｒ１とＲ
２により分圧した電圧と基準電圧ｖＲＥＦとを誤差増幅
器Ａに入力し、誤差増幅器Ａの出力を出力トランジスタ
Ｑ１に帰還せしめることで定電圧を供給するよう構成さ
れている。しかし、第５図に示した定電圧電源回路にお
いては、入力電圧Ｖ が前記所定電圧ｖ 以下に降
下した場ＩＮ ＩＮ（Ｓ） 金、即ち、非安定化領域での使用状態については何ら配
慮されておらず、入力電圧Ｖ１Ｎと略等しい出力電圧Ｖ
ｏが出力されるにすぎなかったく第６図参照）、ところ
が、非安定化領域における動作時には、出力トランジス
タＱ１が飽和してしまい、そのためにリップルリジェク
ションが悪化するという欠点がある。
一般的なオーディオシステムの電源回路に第５図に示し
た従来の定電圧電源回路を適用した場合を第７図に示す
、定電圧電源回路の入力電圧ｖ１Ｎには大きなリップル
成分が重畳されているため、入力な圧■１−低下して非
安定化領域での動作状態に移行すると、そのリップル成
分が定電圧電源回路の出力電圧Ｖ０に現われる。定電圧
電源回路の次段に接続される小信号増幅器はその入力電
圧の低下により同様にリップルリジェクションが悪化し
ており、小信号増幅器を経てパワーアンプに入力される
経路で発振（モーターポーディング発＠）シてしまうと
いう問題が生ずる。そのため、定電圧電源回路の入力電
圧Ｖ１Ｎが低下し、非安定化領域での動作状態に移行せ
んとする場合には、直ちに定電圧電源回路をオフするこ
とで上記問題を回避していた。しかし、定電圧電源回路
をオーディオシステムに適用した場合には、回路をオフ
とすれば音切れとなり２、聴者に不快感を与えることに
なり問題が多い。
た従来の定電圧電源回路を適用した場合を第７図に示す
、定電圧電源回路の入力電圧ｖ１Ｎには大きなリップル
成分が重畳されているため、入力な圧■１−低下して非
安定化領域での動作状態に移行すると、そのリップル成
分が定電圧電源回路の出力電圧Ｖ０に現われる。定電圧
電源回路の次段に接続される小信号増幅器はその入力電
圧の低下により同様にリップルリジェクションが悪化し
ており、小信号増幅器を経てパワーアンプに入力される
経路で発振（モーターポーディング発＠）シてしまうと
いう問題が生ずる。そのため、定電圧電源回路の入力電
圧Ｖ１Ｎが低下し、非安定化領域での動作状態に移行せ
んとする場合には、直ちに定電圧電源回路をオフするこ
とで上記問題を回避していた。しかし、定電圧電源回路
をオーディオシステムに適用した場合には、回路をオフ
とすれば音切れとなり２、聴者に不快感を与えることに
なり問題が多い。
第８図は定電圧電源回路の他の従来例を示したものであ
る。非安定化領域における動作時では、入力電圧Ｖオに
重畳されているリップル成分を抵抗ＲとコンデンサＣ２
とから成るリップル成分ルタによりリップル成分を除去
する構成となっている。そのため、リップルリジェクシ
ョンは改善されるが、逆にツェナーダオードＺＤを用い
た無帰還型の構成であるために、ツェナーダイオードＺ
Ｄの特性のバラツキ等に起因して安定化領域での特性を
維持する点で問題がある。
る。非安定化領域における動作時では、入力電圧Ｖオに
重畳されているリップル成分を抵抗ＲとコンデンサＣ２
とから成るリップル成分ルタによりリップル成分を除去
する構成となっている。そのため、リップルリジェクシ
ョンは改善されるが、逆にツェナーダオードＺＤを用い
た無帰還型の構成であるために、ツェナーダイオードＺ
Ｄの特性のバラツキ等に起因して安定化領域での特性を
維持する点で問題がある。
従って、定電圧電源回路が安定化領域で動作する場合の
動作特性を重視した回路構成とすると、非安定化領域で
の動作状態に移行した場合リップルリジェクションが悪
化してしまい、逆に非安定化領域での動作時にリップル
リジェクションを改善するための回路構成とすると安定
化領域での定電圧動作特性が悪化してしまうという問題
を有している。
動作特性を重視した回路構成とすると、非安定化領域で
の動作状態に移行した場合リップルリジェクションが悪
化してしまい、逆に非安定化領域での動作時にリップル
リジェクションを改善するための回路構成とすると安定
化領域での定電圧動作特性が悪化してしまうという問題
を有している。
本発明は、安定化領域での特性が良好であり、かつ入力
電圧が低下して非安定化領域での動作に移行した場合に
もリップルリジェクション特性が良好な定電圧電源回路
を提供することを目的とする。
電圧が低下して非安定化領域での動作に移行した場合に
もリップルリジェクション特性が良好な定電圧電源回路
を提供することを目的とする。
第１図は本発明の原理説明図であり、入力電圧ｖＩＮに
対して第３図に示した関係にある出力電圧Ｖ を出力ト
ランジスタＱ１によって導出すべく、当該出力トランジ
スタＱ１を制御する誤差増幅器Ａと、入力電圧が所定値
以下の場合には入力電圧ｖ１−変化に応じて変化するバ
イアス電圧を供給するためのバイアス電圧供給手段１０
０と、当該バイアス電圧供給手段１００により供給され
るバイアス電圧路じて当該誤差増幅器Ａに基準電圧■Ｒ
８を与える基準電圧供給手段２００と、入力電圧に重畳
されたリップルを除去するためのリップル除去手段３０
０とにより定電圧電源回路を構成し、前記課題を解決し
た。
対して第３図に示した関係にある出力電圧Ｖ を出力ト
ランジスタＱ１によって導出すべく、当該出力トランジ
スタＱ１を制御する誤差増幅器Ａと、入力電圧が所定値
以下の場合には入力電圧ｖ１−変化に応じて変化するバ
イアス電圧を供給するためのバイアス電圧供給手段１０
０と、当該バイアス電圧供給手段１００により供給され
るバイアス電圧路じて当該誤差増幅器Ａに基準電圧■Ｒ
８を与える基準電圧供給手段２００と、入力電圧に重畳
されたリップルを除去するためのリップル除去手段３０
０とにより定電圧電源回路を構成し、前記課題を解決し
た。
上記構成を有する本発明によれば、入力電圧■１Ｎが降
下した非安定化領域（第２図中■１Ｎ≦ｖＩＮ（Ｓ）の
領域）においては、出力トランジスタＱ１及び誤差増幅
器Ａの系が飽和しないよう、入力電圧ＶＩＮに応じて基
準電圧供給手段２００のバイアス電圧を変化せしめ、結
果として誤差増幅器Ａに印加される基準電圧を入力電圧
ｖ１Ｎに応じて変化させることとした。入力電圧Ｖ１Ｎ
に重畳されているリッグル成分についてはりツール除去
手段により除去している。
下した非安定化領域（第２図中■１Ｎ≦ｖＩＮ（Ｓ）の
領域）においては、出力トランジスタＱ１及び誤差増幅
器Ａの系が飽和しないよう、入力電圧ＶＩＮに応じて基
準電圧供給手段２００のバイアス電圧を変化せしめ、結
果として誤差増幅器Ａに印加される基準電圧を入力電圧
ｖ１Ｎに応じて変化させることとした。入力電圧Ｖ１Ｎ
に重畳されているリッグル成分についてはりツール除去
手段により除去している。
次に、本発明の実施例を図面基づいて説明する。
第２図は本発明の実施例を示した回路図であり、第４図
は第２図中のバッファ増幅器Ｂの具体的回路を示したも
のである。第２図において、誤差増幅器Ａの出力端には
出力トランジスタＱ１のベースが接続されており、出力
トランジスタＱ１のエミッタは入力電圧源（■１Ｎ）に
接続され、コレクタより出力電圧Ｖ。が導出される。出
力トランジスタＱ１のコレクタとアース間には抵抗Ｒ１
とＲが直列に接続され、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点が誤差
増幅器Ａの非反転入力端子に接続されている０以上の構
成は、第５図に示した従来の定電圧電源回路の構成と同
一であるが、本発明に係わる実施例においては以下の点
で従来例と異なる。すなわち、第５図に示した従来例に
おいては、誤差増幅器Ａの非反転入力端子には固定基準
電圧源（■ＲＥＦ）が接続され、この基準電圧”ＲＥＦ
と抵抗ＲとＲ２により定まる帰還定数により出力電圧Ｖ
ｏが決定されていたが、この点において本実施例は異な
る。
は第２図中のバッファ増幅器Ｂの具体的回路を示したも
のである。第２図において、誤差増幅器Ａの出力端には
出力トランジスタＱ１のベースが接続されており、出力
トランジスタＱ１のエミッタは入力電圧源（■１Ｎ）に
接続され、コレクタより出力電圧Ｖ。が導出される。出
力トランジスタＱ１のコレクタとアース間には抵抗Ｒ１
とＲが直列に接続され、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点が誤差
増幅器Ａの非反転入力端子に接続されている０以上の構
成は、第５図に示した従来の定電圧電源回路の構成と同
一であるが、本発明に係わる実施例においては以下の点
で従来例と異なる。すなわち、第５図に示した従来例に
おいては、誤差増幅器Ａの非反転入力端子には固定基準
電圧源（■ＲＥＦ）が接続され、この基準電圧”ＲＥＦ
と抵抗ＲとＲ２により定まる帰還定数により出力電圧Ｖ
ｏが決定されていたが、この点において本実施例は異な
る。
本実施例においては、入力電圧電源（ＶＩＮ）とアース
間には、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ３，Ｒ４及びダイオー
ドＤ２がこの順序で直列に接続され、抵抗ＲとＲの接続
点がトランジスタＱ２のべ−スに接続されている。トラ
ンジスタＱ２のコレクタは入力電圧電源（ｖｌＮ）に接
続され、エミッタは後述するバッファ増幅器Ｂのバイア
ス端子に接続されている。
間には、ダイオードＤ１、抵抗Ｒ３，Ｒ４及びダイオー
ドＤ２がこの順序で直列に接続され、抵抗ＲとＲの接続
点がトランジスタＱ２のべ−スに接続されている。トラ
ンジスタＱ２のコレクタは入力電圧電源（ｖｌＮ）に接
続され、エミッタは後述するバッファ増幅器Ｂのバイア
ス端子に接続されている。
このダイオードＤ 、Ｄ 、抵抗Ｒ３，Ｒ４からな
るダイオード・抵抗列とトランジスタＱ２でバイアス電
圧供給手段を構成している。
るダイオード・抵抗列とトランジスタＱ２でバイアス電
圧供給手段を構成している。
バッファ増幅器Ｂの非反転入力端子（Ｙ）には基準電圧
ｖＲ［Ｆが印加されており、バッファ増幅器Ｂの出力を
抵抗Ｒ５とＲ６とからなる抵抗列により分圧された電圧
が反転入力端子（Ｘ）に帰還される。このバッファ増幅
器Ｂは基準電圧供給手段を構成し、誤差増幅器Ａに基準
電圧ｖＲ８を与える。
ｖＲ［Ｆが印加されており、バッファ増幅器Ｂの出力を
抵抗Ｒ５とＲ６とからなる抵抗列により分圧された電圧
が反転入力端子（Ｘ）に帰還される。このバッファ増幅
器Ｂは基準電圧供給手段を構成し、誤差増幅器Ａに基準
電圧ｖＲ８を与える。
前記抵抗Ｒ３とＲ４の接続点とアース間にはコンデンサ
Ｃが接続されており、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１とで入
力電圧に重畳されているリップルを除去するリップル除
去手段を構成している。
Ｃが接続されており、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１とで入
力電圧に重畳されているリップルを除去するリップル除
去手段を構成している。
次に、第２図に示した回路の動作について説明する。
第２図に示した回路によって達成しようとする入力電圧
Ｖ 対出力電圧Ｖ。の特性図を第３図にＩＮ 示す、入力電圧Ｖ が所定値Ｖ より大きいＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 場合（Ｖ＞Ｖ ）、即ち、入力電圧が安定ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 化領域にある場合には、基準電圧ＶＲ８と帰還抵抗Ｒ、
Ｒにより決定される一定の電圧Ｖ。を入力電圧”ＩＮ”
無関係に出力するようにし、逆に入力電圧Ｖ が所定値
Ｖ より大きい場合ＩＮ ＩＮ（Ｓ） （Ｖ ≦ｖ ）、即ち、入力電圧ｖ１−非安ＩＮ
ｌ旧Ｓ） 定領域にある場合には、入力電圧ｖ１Ｎ、Ｊ、りも常に
所定電圧ｖａだけ低い電圧を出力するようにする。
Ｖ 対出力電圧Ｖ。の特性図を第３図にＩＮ 示す、入力電圧Ｖ が所定値Ｖ より大きいＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 場合（Ｖ＞Ｖ ）、即ち、入力電圧が安定ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 化領域にある場合には、基準電圧ＶＲ８と帰還抵抗Ｒ、
Ｒにより決定される一定の電圧Ｖ。を入力電圧”ＩＮ”
無関係に出力するようにし、逆に入力電圧Ｖ が所定値
Ｖ より大きい場合ＩＮ ＩＮ（Ｓ） （Ｖ ≦ｖ ）、即ち、入力電圧ｖ１−非安ＩＮ
ｌ旧Ｓ） 定領域にある場合には、入力電圧ｖ１Ｎ、Ｊ、りも常に
所定電圧ｖａだけ低い電圧を出力するようにする。
かかる特性を得るために、入力電圧ｖＩＮが所定値ｖＩ
Ｎ（Ｓ）よりも高い場合（ｖ＞ｖ）には、ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 誤差増幅器Ａに与える基準電圧■ＲＢをバッファ増幅器
Ｂの非反転入力端子に印加される基準電圧■８５．と抵
抗Ｒ５とＲ６の抵抗値により決定する。
Ｎ（Ｓ）よりも高い場合（ｖ＞ｖ）には、ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 誤差増幅器Ａに与える基準電圧■ＲＢをバッファ増幅器
Ｂの非反転入力端子に印加される基準電圧■８５．と抵
抗Ｒ５とＲ６の抵抗値により決定する。
これにより、出力電圧■。は誤差増幅器Ａに印加される
基準電圧Ｖ と抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗値にＲＢ より決定され、定電圧が出力されることになる。
基準電圧Ｖ と抵抗Ｒ１とＲ２の抵抗値にＲＢ より決定され、定電圧が出力されることになる。
即ち、誤差増幅器Ａに与えられる基準電圧ｖＲ８は、と
なり、出力電圧Ｖ。は次の様になる。
なり、出力電圧Ｖ。は次の様になる。
より決定するようにしている。バッファ増幅器Ｂのバイ
アス電圧■ｏＤはダイオードＤ１．Ｄ２及び抵抗Ｒ３，
Ｒ４のダイオード・抵抗列とトランジスタＱ２から構成
されるバイアス電圧供給手段により与えられる。ここで
、トランジスタＱ２のベース電圧は抵抗Ｒ３とＲ４の接
続点に入力電圧ｖＩ−変化に応じて変化し、結果として
バッファ増幅器Ｂのバイアス電圧Ｖ も入力電圧■１−
変化に応じて変化することになる。トランジスタＱ の
ベース電圧をｖ８とし、ダイオード間電圧、Ｑ２のベー
ス−エミッタ間電圧をともにＶＤとすると、バッファ増
幅器Ｂのバイアス電圧■００は、入力電圧Ｖ が所定値
Ｖ よりも低い場合ＩＮ ＩＮ（Ｓ） （Ｖ ≦■ ）には、誤差増幅器Ａの基準電ＩＮ
ＩＮ（ｓ） 圧Ｖ をバッファ増幅器Ｂのバイアス電圧ｖＤＯにＲＢ と、表わすことができ、バイアス電圧ＶＤＯが入力電圧
Ｖ１Ｎに応じて変化することがわかる。バイアス電圧Ｖ
が入力電圧ｖ１Ｎに応じて変化すると、誤差増幅器Ａ
に与えられる基準電圧ｖＲ８も同様に入力電圧ｖ１Ｎに
応じて変化する。このため、出力電圧Ｖ。も入力電圧■
１Ｎに応じて変化することになる。
アス電圧■ｏＤはダイオードＤ１．Ｄ２及び抵抗Ｒ３，
Ｒ４のダイオード・抵抗列とトランジスタＱ２から構成
されるバイアス電圧供給手段により与えられる。ここで
、トランジスタＱ２のベース電圧は抵抗Ｒ３とＲ４の接
続点に入力電圧ｖＩ−変化に応じて変化し、結果として
バッファ増幅器Ｂのバイアス電圧Ｖ も入力電圧■１−
変化に応じて変化することになる。トランジスタＱ の
ベース電圧をｖ８とし、ダイオード間電圧、Ｑ２のベー
ス−エミッタ間電圧をともにＶＤとすると、バッファ増
幅器Ｂのバイアス電圧■００は、入力電圧Ｖ が所定値
Ｖ よりも低い場合ＩＮ ＩＮ（Ｓ） （Ｖ ≦■ ）には、誤差増幅器Ａの基準電ＩＮ
ＩＮ（ｓ） 圧Ｖ をバッファ増幅器Ｂのバイアス電圧ｖＤＯにＲＢ と、表わすことができ、バイアス電圧ＶＤＯが入力電圧
Ｖ１Ｎに応じて変化することがわかる。バイアス電圧Ｖ
が入力電圧ｖ１Ｎに応じて変化すると、誤差増幅器Ａ
に与えられる基準電圧ｖＲ８も同様に入力電圧ｖ１Ｎに
応じて変化する。このため、出力電圧Ｖ。も入力電圧■
１Ｎに応じて変化することになる。
抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１とによりリップルフィルタを
構成し、入力電圧に重畳されているリップル成分を除去
している。
構成し、入力電圧に重畳されているリップル成分を除去
している。
第２図に示したバッファ増幅器Ｂの具体的回路を第４図
に示す。
に示す。
トランジスタＱ１４とＱ１５のエミッタは共通接続され
、その共通接続端子はトランジスタＱ１２゜Ｑ１３と共
に定電流源回路を構成するトランジスタＱ１１のコレク
タに接続されている。トランジスタＱ１５のベースには
第２図に示した基準電圧■ＲＥＦが印加され、トランジ
スタＱ１４のベースは同じく第２図に示した抵抗Ｒ５と
Ｒ６の接続点に接続されている。トランジスタＱ１４と
Ｑ１５のコレクタはそれぞれカレントミラー構成のトラ
ンジスタＱ１６とＱ とが接続されており、トランジス
タＱ１５のコレクタにはトランジスタＱ１８のベースが
接続されている。トランジスタＱ１８のコレクタは定電
流負荷回路となるトランジスタＱ１２を介して第２図に
示したトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。
、その共通接続端子はトランジスタＱ１２゜Ｑ１３と共
に定電流源回路を構成するトランジスタＱ１１のコレク
タに接続されている。トランジスタＱ１５のベースには
第２図に示した基準電圧■ＲＥＦが印加され、トランジ
スタＱ１４のベースは同じく第２図に示した抵抗Ｒ５と
Ｒ６の接続点に接続されている。トランジスタＱ１４と
Ｑ１５のコレクタはそれぞれカレントミラー構成のトラ
ンジスタＱ１６とＱ とが接続されており、トランジス
タＱ１５のコレクタにはトランジスタＱ１８のベースが
接続されている。トランジスタＱ１８のコレクタは定電
流負荷回路となるトランジスタＱ１２を介して第２図に
示したトランジスタＱ２のエミッタに接続されている。
トランジスタＱ１９のコレクタも同様にトランジスタＱ
２のエミッタに接続されており、ベースはトランジスタ
Ｑ１８のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１
９のエミッタは抵抗Ｒ７を介してアースに接続されてお
り、トランジスタＱ１９のエミッタより誤差増幅器Ａに
与える基準電圧ＶＲ３が導出される構成となっている。
２のエミッタに接続されており、ベースはトランジスタ
Ｑ１８のコレクタに接続されている。トランジスタＱ１
９のエミッタは抵抗Ｒ７を介してアースに接続されてお
り、トランジスタＱ１９のエミッタより誤差増幅器Ａに
与える基準電圧ＶＲ３が導出される構成となっている。
以上の様に構成されたバッファ増幅器Ｂにおいて、入力
電圧Ｖ が所定値Ｖ より下がったＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 場合には、誤差増幅器Ａに与える基準電圧ｖＲＢはトラ
ンジスタＱ の飽和電圧をＶ。Ｅ（ｓａｔ）とすると、 Ｖ−Ｖ−（Ｖ＋Ｖ ｌ ・・
・ （４）ＲＢ ００ ０ ＣＥ（ｓａｔ
）となる、従って、出力電圧Ｖ。は、 （５）式に（４）式及び（３）式を代入すると、Ｒ１＋
Ｒ２ ・・・ （５）′ また、入出方間電圧差ｖａは、 りＱｌの飽和電圧Ｖ。Ｅ（ｓａｔ）。１よりも入出方間
電圧■ が大きくなるように抵抗Ｒ１とＲ２を設定する
ことで、トランジスタＱ１の飽和によりリップルリジェ
クションの悪化はほぼなくなる。しかし、（５）′式に
は”ＩＮを含む項が存在するので、何ら手段を講じなけ
ればリップル成分が出力に現われてしまう、そこで、抵
抗Ｒ３とＲ４の接続点にコンデンサＣ１を接続し、抵抗
Ｒ３とともにリップルフィルタを形成して出力に現われ
るリップル成分を実質的に除去している。
電圧Ｖ が所定値Ｖ より下がったＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 場合には、誤差増幅器Ａに与える基準電圧ｖＲＢはトラ
ンジスタＱ の飽和電圧をＶ。Ｅ（ｓａｔ）とすると、 Ｖ−Ｖ−（Ｖ＋Ｖ ｌ ・・
・ （４）ＲＢ ００ ０ ＣＥ（ｓａｔ
）となる、従って、出力電圧Ｖ。は、 （５）式に（４）式及び（３）式を代入すると、Ｒ１＋
Ｒ２ ・・・ （５）′ また、入出方間電圧差ｖａは、 りＱｌの飽和電圧Ｖ。Ｅ（ｓａｔ）。１よりも入出方間
電圧■ が大きくなるように抵抗Ｒ１とＲ２を設定する
ことで、トランジスタＱ１の飽和によりリップルリジェ
クションの悪化はほぼなくなる。しかし、（５）′式に
は”ＩＮを含む項が存在するので、何ら手段を講じなけ
ればリップル成分が出力に現われてしまう、そこで、抵
抗Ｒ３とＲ４の接続点にコンデンサＣ１を接続し、抵抗
Ｒ３とともにリップルフィルタを形成して出力に現われ
るリップル成分を実質的に除去している。
以上説明したように、本発明によれば、定電圧電源回路
が非安定化動作となるような低入力電圧となってもリッ
プルリジェクションの悪化を小さくできるため、装置の
安定動作に寄与するところが大きいという効果を有する
。
が非安定化動作となるような低入力電圧となってもリッ
プルリジェクションの悪化を小さくできるため、装置の
安定動作に寄与するところが大きいという効果を有する
。
・・・ （６）
となり、このＶ がトランジスタＱ１のエミッタ、コレ
クタ間電圧となる。これにより、トランジス
クタ間電圧となる。これにより、トランジス
第１図は、本発明に係る定電圧電源回路の原理を説明す
るための回路図、 第２図は、本発明の実施例を示した回路図、第３図は、
本発明によって実現しようとする入出力特性図、 第４図は、第２図に示したバッファ増幅器の実施例を示
した回路図、 第５図は、従来の定電圧電源回路を示した回路図、 第６図は、第５図の回路の入出力特性図、第７図は、一
般にオーディオシステムの電源回路に第５図の定電圧電
源回路を適用した場合を示した図、 第８図は、他の従来の定電圧電源回路を示した回路図で
ある。 Ａ・・・誤差増幅器、 Ｂ・・・バッファ増幅器、 Ｑｌ・・・出力トランジスタ、 Ｑ２〜Ｑ１９・・・トランジスタ、 Ｃ１・・・コンデンサ、 Ｒ１−Ｒ７・・・抵抗。 本発明の原理説明図 第１図 第２図 実現する入力電圧対出力電圧特ノ陸 第３図 第７図 バッファ増幅器の回路図 第４図 第６図
るための回路図、 第２図は、本発明の実施例を示した回路図、第３図は、
本発明によって実現しようとする入出力特性図、 第４図は、第２図に示したバッファ増幅器の実施例を示
した回路図、 第５図は、従来の定電圧電源回路を示した回路図、 第６図は、第５図の回路の入出力特性図、第７図は、一
般にオーディオシステムの電源回路に第５図の定電圧電
源回路を適用した場合を示した図、 第８図は、他の従来の定電圧電源回路を示した回路図で
ある。 Ａ・・・誤差増幅器、 Ｂ・・・バッファ増幅器、 Ｑｌ・・・出力トランジスタ、 Ｑ２〜Ｑ１９・・・トランジスタ、 Ｃ１・・・コンデンサ、 Ｒ１−Ｒ７・・・抵抗。 本発明の原理説明図 第１図 第２図 実現する入力電圧対出力電圧特ノ陸 第３図 第７図 バッファ増幅器の回路図 第４図 第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力電圧（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）に対し所定の出力電圧（Ｖ＿０
）を導出するための出力トランジスタ（Ｑ＿１）と、当
該出力トランジスタ（Ｑ＿１）を制御する誤差増幅器（
Ａ）とを備えてなる定電圧電源回路において、 入力電圧が所定値以下の場合には入力電圧（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ
）の変化に応じて変化するバイアス電圧を供給するため
のバイアス電圧供給手段（１００）と、当該バイアス電
圧供給手段（１００）により供給されるバイアス電圧に
応じて当該誤差増幅器（Ａ）に基準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｂ）
を与える基準電圧供給手段（２００）と、入力電圧（Ｖ
＿Ｉ＿Ｎ）に重畳されたリップルを除去するためのリッ
プル除去手段（Ｒ＿３、Ｃ＿１）とからなることを特徴
とする定電圧電源回路。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63167939A JPH0216610A (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 定電圧電源回路 |
| CA000604749A CA1306006C (en) | 1988-07-05 | 1989-07-04 | Constant voltage source circuit |
| US07/375,707 US4983905A (en) | 1988-07-05 | 1989-07-05 | Constant voltage source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63167939A JPH0216610A (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 定電圧電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0216610A true JPH0216610A (ja) | 1990-01-19 |
Family
ID=15858854
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63167939A Pending JPH0216610A (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 定電圧電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0216610A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008216623A (ja) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Pioneer Electronic Corp | 音響装置及び音声補正方法 |
-
1988
- 1988-07-05 JP JP63167939A patent/JPH0216610A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008216623A (ja) * | 2007-03-05 | 2008-09-18 | Pioneer Electronic Corp | 音響装置及び音声補正方法 |
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