JPH0216611A - 定電圧電源回路 - Google Patents
定電圧電源回路Info
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- JPH0216611A JPH0216611A JP63167940A JP16794088A JPH0216611A JP H0216611 A JPH0216611 A JP H0216611A JP 63167940 A JP63167940 A JP 63167940A JP 16794088 A JP16794088 A JP 16794088A JP H0216611 A JPH0216611 A JP H0216611A
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- power supply
- supply circuit
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
オーディオシステムに用いて好適な定電圧電源回路に関
し、 安定化領域での特性が良好であり、かつ入力電圧が低下
して非安定化領域での動作に移行した場合にもリップル
リジェクション特性が良好な定電圧電源回路を提供する
ことを目的とし、入力電圧に対し所定の出力電圧を導出
するための出力トランジスタと、当該出力トランジスタ
を制御する誤差増幅器と、入力電圧が所定値以上の場合
に当該誤差増幅器に所定の基準電圧を供給する第一の基
準電圧供給手段と、入力電圧が所定値以下の場合に当該
誤差増幅器の入力電圧に応じて変化する基準電圧を当該
誤差増幅器に供給する第二の基準電圧供給手段と、入力
電圧に重畳されたリップルを除去するためのリップル除
去手段とで構成する。
し、 安定化領域での特性が良好であり、かつ入力電圧が低下
して非安定化領域での動作に移行した場合にもリップル
リジェクション特性が良好な定電圧電源回路を提供する
ことを目的とし、入力電圧に対し所定の出力電圧を導出
するための出力トランジスタと、当該出力トランジスタ
を制御する誤差増幅器と、入力電圧が所定値以上の場合
に当該誤差増幅器に所定の基準電圧を供給する第一の基
準電圧供給手段と、入力電圧が所定値以下の場合に当該
誤差増幅器の入力電圧に応じて変化する基準電圧を当該
誤差増幅器に供給する第二の基準電圧供給手段と、入力
電圧に重畳されたリップルを除去するためのリップル除
去手段とで構成する。
本発明は、オーディオシステムに用いて好適な定電圧電
源回路に関する。
源回路に関する。
近年、低電圧動作が可能な機器が多く存在する。
−例として、車のバッテリ電源に接続して使用される車
載用オーディオシステムを挙げることができるが、これ
らの機器に電源を供給する定電圧電源回路においては、
その入力電圧は所定値を維持した安定動作をすることが
望ましい。
載用オーディオシステムを挙げることができるが、これ
らの機器に電源を供給する定電圧電源回路においては、
その入力電圧は所定値を維持した安定動作をすることが
望ましい。
しかし、車のバッテリ電源が降下した場合のように、定
電圧電源回路の入力電圧が前記所定値以下に下がる場合
がある。かかる場合にも、その後段に接続されるオーデ
ィオシステムの動作状態を維持する必要がある。この場
合、定電圧電源回路の入力電圧の降下に伴いその出力電
圧も降下することとなるが、この際リップルリジェクシ
ョン等の特性が息下しないようにする必要がある。
電圧電源回路の入力電圧が前記所定値以下に下がる場合
がある。かかる場合にも、その後段に接続されるオーデ
ィオシステムの動作状態を維持する必要がある。この場
合、定電圧電源回路の入力電圧の降下に伴いその出力電
圧も降下することとなるが、この際リップルリジェクシ
ョン等の特性が息下しないようにする必要がある。
第５図に従来の定電圧電源回路の一例を示す。
同図に示した定電圧電源回路において、入力電圧■ が
所定値Ｖ 以上である場合、即ち、安ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 走化領域にある場合には、出力電圧Ｖ。を抵抗Ｒ１とＲ
２により分圧した電圧と基準電圧ＶＲＥ１とを誤差増幅
器Ａに入力し、誤差増幅器Ａの出力を出力トランジスタ
Ｑ１に帰還せしめることで定電圧を供給するよう構成さ
れている。しかし、第５図に示した定電圧電源回路にお
いては、入力電圧Ｖ が前記所定電圧Ｖ 以下に降
下した場ＩＮ ＩＮ（Ｓ） 合、即ち、非安定化領域での使用状態については何ら配
慮されておらず、入力電圧Ｖ１Ｎと略等しい出力電圧Ｖ
。が出力されるにすぎなかったく第６図参照）、ところ
が、非安定化領域における動作時には、出力トランジス
タＱ１が飽和してしまい、そのなめにリップルリジェク
ションが悪化するという欠点がある。
所定値Ｖ 以上である場合、即ち、安ＩＮ
ＩＮ（Ｓ） 走化領域にある場合には、出力電圧Ｖ。を抵抗Ｒ１とＲ
２により分圧した電圧と基準電圧ＶＲＥ１とを誤差増幅
器Ａに入力し、誤差増幅器Ａの出力を出力トランジスタ
Ｑ１に帰還せしめることで定電圧を供給するよう構成さ
れている。しかし、第５図に示した定電圧電源回路にお
いては、入力電圧Ｖ が前記所定電圧Ｖ 以下に降
下した場ＩＮ ＩＮ（Ｓ） 合、即ち、非安定化領域での使用状態については何ら配
慮されておらず、入力電圧Ｖ１Ｎと略等しい出力電圧Ｖ
。が出力されるにすぎなかったく第６図参照）、ところ
が、非安定化領域における動作時には、出力トランジス
タＱ１が飽和してしまい、そのなめにリップルリジェク
ションが悪化するという欠点がある。
一般的なオーディオシステムの電源回路に第５図に示し
た従来の定電圧電源回路を適用した場合を第７図に示す
、定電圧電源回路の入力電圧Ｖ１Ｎには大きなリップル
成分が重畳されているため、入力電圧■１Ｎが低下して
非安定化領域での動作状態に移行すると、そのリップル
成分が定電圧電源回路の出力電圧Ｖ。に現われる。定電
圧電源回路の次段に接続される小信号増幅器はその入力
電圧の低下により同様にリップルリジェクションが悪化
しており、小信号増幅器を経てパワーアンプに入力され
る経路で発振（モーターボーディング発振）してしまう
という問題が生ずる。そのため、定電圧電源回路の入力
電圧ｖ１Ｎが低下し、非安定化領域での動作状態に移行
せんとする場合には、直ちに定電圧電源回路をオフする
ことで上記問題を回避していた。しかし、定電圧電源回
路をオーディオシステムに適用した場合には、回路をオ
フとすれば音切れとなり、聴者に不快感を与えることに
なり問題が多い。
た従来の定電圧電源回路を適用した場合を第７図に示す
、定電圧電源回路の入力電圧Ｖ１Ｎには大きなリップル
成分が重畳されているため、入力電圧■１Ｎが低下して
非安定化領域での動作状態に移行すると、そのリップル
成分が定電圧電源回路の出力電圧Ｖ。に現われる。定電
圧電源回路の次段に接続される小信号増幅器はその入力
電圧の低下により同様にリップルリジェクションが悪化
しており、小信号増幅器を経てパワーアンプに入力され
る経路で発振（モーターボーディング発振）してしまう
という問題が生ずる。そのため、定電圧電源回路の入力
電圧ｖ１Ｎが低下し、非安定化領域での動作状態に移行
せんとする場合には、直ちに定電圧電源回路をオフする
ことで上記問題を回避していた。しかし、定電圧電源回
路をオーディオシステムに適用した場合には、回路をオ
フとすれば音切れとなり、聴者に不快感を与えることに
なり問題が多い。
第８図は定電圧電源回路の他の従来例を示したものであ
る。非安定化領域における動作時では、入力電圧ｖＩＮ
に重畳されているリップル成分を抵抗Ｒ８とコンデンサ
Ｃ２から成るリップルフィルタによりリップル成分を除
去する構成となっている。そのため、リップルリジェク
ションは改善されるが、逆にツェナーダオードを用いた
無帰還型の構成であるために、ツェナーダイオードの特
性のバラツキ等に起因して安定化・領域での特性を維持
する点で問題がある。
る。非安定化領域における動作時では、入力電圧ｖＩＮ
に重畳されているリップル成分を抵抗Ｒ８とコンデンサ
Ｃ２から成るリップルフィルタによりリップル成分を除
去する構成となっている。そのため、リップルリジェク
ションは改善されるが、逆にツェナーダオードを用いた
無帰還型の構成であるために、ツェナーダイオードの特
性のバラツキ等に起因して安定化・領域での特性を維持
する点で問題がある。
従って、定電圧電源回路が安定化領域で動作する場合の
動作特性を重視した回路構成とすると、非安定化領域で
の動作状態に移行した場合リップルリジェクションが悪
化してしまい、逆に非安定化領域での動作時にリップル
リジェクションを改善するための回路構成とすると安定
化領域での定電圧動作特性が悪化してしまうという問題
を有している。
動作特性を重視した回路構成とすると、非安定化領域で
の動作状態に移行した場合リップルリジェクションが悪
化してしまい、逆に非安定化領域での動作時にリップル
リジェクションを改善するための回路構成とすると安定
化領域での定電圧動作特性が悪化してしまうという問題
を有している。
本発明は、安定化領域での特性が良好であり、かつ入力
電圧が低下して非安定化領域での動作に移行した場合に
もリップルリジェクション特性が良好な定電圧電源回路
を提供することを目的とする。
電圧が低下して非安定化領域での動作に移行した場合に
もリップルリジェクション特性が良好な定電圧電源回路
を提供することを目的とする。
第１図は本発明の原理説明図であり、入力電圧ｖＩＮに
対して第３図に示した関係にある出力電圧Ｖｏを出力ト
ランジスタＱ１によって導出すべく、当該出力！・ラン
ジスタＱ１を制御する誤差増幅器Ａと、当該誤差増幅器
Ａに所定の基準電圧ｖＲＥＦを供給する基準電圧供給手
段１００と、入力電圧Ｖ１Ｎが所定値以下の場合に当該
誤差増幅器Ａの入力電圧ｖ１Ｎに応じて基準電圧ｖＲＥ
Ｆを変化させる基準電圧制御手段２００と、入力電圧■
１Ｎに重畳されたリップルを除去するためのリップル除
去手段３００とで定電圧電源回路を構成し、前記課題を
解決した。
対して第３図に示した関係にある出力電圧Ｖｏを出力ト
ランジスタＱ１によって導出すべく、当該出力！・ラン
ジスタＱ１を制御する誤差増幅器Ａと、当該誤差増幅器
Ａに所定の基準電圧ｖＲＥＦを供給する基準電圧供給手
段１００と、入力電圧Ｖ１Ｎが所定値以下の場合に当該
誤差増幅器Ａの入力電圧ｖ１Ｎに応じて基準電圧ｖＲＥ
Ｆを変化させる基準電圧制御手段２００と、入力電圧■
１Ｎに重畳されたリップルを除去するためのリップル除
去手段３００とで定電圧電源回路を構成し、前記課題を
解決した。
上記構成を有する本発明によれば、入力電圧Ｖ１Ｎが所
定値以上の安定化領域（第３図中、ｖ１Ｎ≧ｖＩＮ（ｓ
）の領域）においては、第一の基準電圧供給手段１００
により一定の基準電圧ｖＲＥＦを当該誤差増幅器Ａに供
給し、当該基準電圧ｖＲＥＦと抵抗Ｒ１とＲ２によって
定まる帰還定数に応じた一定電圧を出力電圧Ｖ。として
導出する。入力電圧Ｖ が所定値Ｖ より降下した
非安定化領ＩＮ ＩＮ（Ｓ） 域（第３図中、■ ≦Ｖ の領域）においてＩＮ
ＩＮ（Ｓ） は、出力トランジスタＱ１及び誤差増幅器Ａの系が飽和
しないよう、基準電圧制御手段２００により入力電圧Ｖ
１−変化に応じた基準電圧ｖＲＥ、を当該誤差増幅器Ａ
に供給し、入力電圧ｖ１−変化に応じた出力■。を導出
するようにする。入力電圧ＶＩＮに重畳されているリッ
プル成分についてはリップル除去手段により除去する。
定値以上の安定化領域（第３図中、ｖ１Ｎ≧ｖＩＮ（ｓ
）の領域）においては、第一の基準電圧供給手段１００
により一定の基準電圧ｖＲＥＦを当該誤差増幅器Ａに供
給し、当該基準電圧ｖＲＥＦと抵抗Ｒ１とＲ２によって
定まる帰還定数に応じた一定電圧を出力電圧Ｖ。として
導出する。入力電圧Ｖ が所定値Ｖ より降下した
非安定化領ＩＮ ＩＮ（Ｓ） 域（第３図中、■ ≦Ｖ の領域）においてＩＮ
ＩＮ（Ｓ） は、出力トランジスタＱ１及び誤差増幅器Ａの系が飽和
しないよう、基準電圧制御手段２００により入力電圧Ｖ
１−変化に応じた基準電圧ｖＲＥ、を当該誤差増幅器Ａ
に供給し、入力電圧ｖ１−変化に応じた出力■。を導出
するようにする。入力電圧ＶＩＮに重畳されているリッ
プル成分についてはリップル除去手段により除去する。
次に、本発明の実施例を図面に基づいて説明する。
第４図は本発明の実施例を示した回路図であり、第３図
は第２図中のバッファ増幅器Ｂの具体的回路を示したも
のである。第２図において、誤差増幅器Ａの出力端には
出力トランジスタＱ１のベースが接続されており、出力
トランジスタＱ１のエミッタは入力電圧源（Ｖ １Ｎ）
に接続され、コレクタより出力電圧Ｖ。が導出される。
は第２図中のバッファ増幅器Ｂの具体的回路を示したも
のである。第２図において、誤差増幅器Ａの出力端には
出力トランジスタＱ１のベースが接続されており、出力
トランジスタＱ１のエミッタは入力電圧源（Ｖ １Ｎ）
に接続され、コレクタより出力電圧Ｖ。が導出される。
出力トランジスタＱ１のコレクタとアース間には抵抗Ｒ
１とＲ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点が
誤差増幅器Ａの非反転入力端子に接続されている０以上
の構成は、第５図に示した従来の定電圧電源回路の構成
と同一であるが、本発明に係わる実施例においては以下
の点で従来例と異なる。すなわち、第５図に示した従来
例においては、誤差増幅器Ａの非反転入力端子には固定
基準電圧源（ＶＲＥＦ）が接続され、この基準電圧ＶＲ
ＥＦと抵抗Ｒ１とＲ２により定まる帰還定数により出力
電圧Ｖｏが決定されていたが、この点において本実艙例
は異なる。
１とＲ２が直列に接続され、抵抗Ｒ１とＲ２の接続点が
誤差増幅器Ａの非反転入力端子に接続されている０以上
の構成は、第５図に示した従来の定電圧電源回路の構成
と同一であるが、本発明に係わる実施例においては以下
の点で従来例と異なる。すなわち、第５図に示した従来
例においては、誤差増幅器Ａの非反転入力端子には固定
基準電圧源（ＶＲＥＦ）が接続され、この基準電圧ＶＲ
ＥＦと抵抗Ｒ１とＲ２により定まる帰還定数により出力
電圧Ｖｏが決定されていたが、この点において本実艙例
は異なる。
本実施例においては、誤差増幅器Ａの反転端子には基準
電圧を制御するためのバッファ増幅器Ｂが結合されてい
る。バッファ増幅器Ｂの非反転入力端子には、入力電源
Ｖ１Ｎとアース間に接続されな抵抗Ｒ４，Ｒｓ及びＲ６
から成る抵抗列のうち抵抗Ｒによって分圧された電圧Ｖ
Ａが印加されている、また、バッファ増幅器Ｂの反転入
力端子には抵抗Ｒを介して固定基準電圧源（ＶＲＥＦ）
が接続されている。抵抗ＲとＲ５の接続点にはコンデン
サＣ１の一端が接続され、他端はアースされ、抵抗Ｒ４
とコンデンサＣ１によりリップルフィルタを構成してい
る。
電圧を制御するためのバッファ増幅器Ｂが結合されてい
る。バッファ増幅器Ｂの非反転入力端子には、入力電源
Ｖ１Ｎとアース間に接続されな抵抗Ｒ４，Ｒｓ及びＲ６
から成る抵抗列のうち抵抗Ｒによって分圧された電圧Ｖ
Ａが印加されている、また、バッファ増幅器Ｂの反転入
力端子には抵抗Ｒを介して固定基準電圧源（ＶＲＥＦ）
が接続されている。抵抗ＲとＲ５の接続点にはコンデン
サＣ１の一端が接続され、他端はアースされ、抵抗Ｒ４
とコンデンサＣ１によりリップルフィルタを構成してい
る。
抵抗Ｒ，Ｒ５及びＲ６から成る抵抗列及びバッファ増幅
器Ｂは、第３図に示した電圧■ を出力トランジスタＱ
１に発生させるものである。バッファ増幅器Ｂの非反転
入力端子に印加される電圧ＶＡが基準電圧”ＲＥＦより
小さいときく■４くｖＲＥＦ）、バッファ増幅器Ｂの出
力Ｖｓは電圧■Ａと等しくなり（■８＝■Ａ）、電圧Ｖ
Ａが基準電圧ｖＲＥＦより大きいとき（ＶＡ≧ＶＲＥＦ
’、バッファ増幅器Ｂの出力■８は基準電圧源電圧Ｖ
ＲＥＦに等しくなる。このｖＡくｖＲＥＦとなる入力電
圧ｖ１−範囲を第３図のｖＩＮ（Ｓ）以下とし、■＾工
■ｓくｖＲＥＦとすることで出力トランジスタＱ１の飽
和を防ぐよう出力トランジスタＱ１に電圧Ｖ を発生さ
せる。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１とにより構成されるリ
ップルフィルタにより入力電圧ＶＩＮに重畳されている
リップル成分を除去し、バッファ増幅器Ｂの非反転入力
には直流電圧のみが印加されるよう構成されている。
器Ｂは、第３図に示した電圧■ を出力トランジスタＱ
１に発生させるものである。バッファ増幅器Ｂの非反転
入力端子に印加される電圧ＶＡが基準電圧”ＲＥＦより
小さいときく■４くｖＲＥＦ）、バッファ増幅器Ｂの出
力Ｖｓは電圧■Ａと等しくなり（■８＝■Ａ）、電圧Ｖ
Ａが基準電圧ｖＲＥＦより大きいとき（ＶＡ≧ＶＲＥＦ
’、バッファ増幅器Ｂの出力■８は基準電圧源電圧Ｖ
ＲＥＦに等しくなる。このｖＡくｖＲＥＦとなる入力電
圧ｖ１−範囲を第３図のｖＩＮ（Ｓ）以下とし、■＾工
■ｓくｖＲＥＦとすることで出力トランジスタＱ１の飽
和を防ぐよう出力トランジスタＱ１に電圧Ｖ を発生さ
せる。抵抗Ｒ４とコンデンサＣ１とにより構成されるリ
ップルフィルタにより入力電圧ＶＩＮに重畳されている
リップル成分を除去し、バッファ増幅器Ｂの非反転入力
には直流電圧のみが印加されるよう構成されている。
第４図は、第２図中のバッファ増幅器Ｂの回路図を示し
たものである。第４図において、トランジスタＱ１１と
Ｑ１２のエミッタは共通接続されており、その共通接続
端子はトランジスタＱ１４゜Ｑ１５と共に定電流源回路
を構成するトランジスタＱ１３のコレクタに接続されて
いる。トランジスタＱ１１のベースには入力電圧ｖＩＮ
を抵抗Ｒ４，Ｒ５゜Ｒで分圧した電圧ＶＡが印加されて
いる。トランジスタＱ１１のコレクタはトランジスタＱ
１６を介してアースされている。トランジスタＱ１２の
ベースは抵抗Ｒ′、Ｒ３を介して基準電圧源（ＶＲ，）
に接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタとト
ランジスタＱ１６のベースにはダイオードＤ１のカソー
ドが接続されており、ダイオードＤ１のアノードはアー
スされている。
たものである。第４図において、トランジスタＱ１１と
Ｑ１２のエミッタは共通接続されており、その共通接続
端子はトランジスタＱ１４゜Ｑ１５と共に定電流源回路
を構成するトランジスタＱ１３のコレクタに接続されて
いる。トランジスタＱ１１のベースには入力電圧ｖＩＮ
を抵抗Ｒ４，Ｒ５゜Ｒで分圧した電圧ＶＡが印加されて
いる。トランジスタＱ１１のコレクタはトランジスタＱ
１６を介してアースされている。トランジスタＱ１２の
ベースは抵抗Ｒ′、Ｒ３を介して基準電圧源（ＶＲ，）
に接続されている。トランジスタＱ１２のコレクタとト
ランジスタＱ１６のベースにはダイオードＤ１のカソー
ドが接続されており、ダイオードＤ１のアノードはアー
スされている。
トランジスタＱ１４のコレクタはトランジスタＱ１８の
ベースに接続されると共にトランジスタ゛Ｑ１７のエミ
ッタに接続されている。トランジスタＱ１８のコレクタ
は抵抗Ｒ３とＲ３′の接続点に接続されている。トラン
ジスタＱ１８のエミッタはトランジスタＱ１９のベース
に接続されると共に抵抗Ｒ７を介してアースされている
。トランジスタＱ のコレクタは抵抗Ｒ３′の一端に接
続されると共にトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。
ベースに接続されると共にトランジスタ゛Ｑ１７のエミ
ッタに接続されている。トランジスタＱ１８のコレクタ
は抵抗Ｒ３とＲ３′の接続点に接続されている。トラン
ジスタＱ１８のエミッタはトランジスタＱ１９のベース
に接続されると共に抵抗Ｒ７を介してアースされている
。トランジスタＱ のコレクタは抵抗Ｒ３′の一端に接
続されると共にトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。
次に動作について説明する。
今、入力電圧ＶＩＮが十分に高い安定化領域においては
、抵抗Ｒ，Ｒ５，Ｒ６により分圧された電圧Ｖ は基準
電圧ＶＲＥＦに比べて十分に高くなるように設定されて
おり、トランジスタＱ１１はオフ状態となる。そのため
、トランジスタＱ１１のコレクタ電圧が降下し、トラン
ジスタＱ１□はオン状態となりでトランジスタＱ１□に
電流Ｉが流れ込む。
、抵抗Ｒ，Ｒ５，Ｒ６により分圧された電圧Ｖ は基準
電圧ＶＲＥＦに比べて十分に高くなるように設定されて
おり、トランジスタＱ１１はオフ状態となる。そのため
、トランジスタＱ１１のコレクタ電圧が降下し、トラン
ジスタＱ１□はオン状態となりでトランジスタＱ１□に
電流Ｉが流れ込む。
これに伴って、トランジスタＱ１８とＱ１９はオフ状態
となる。このとき、トランジスタＱ１２はオン状態であ
り、トランジスタＱ１□のベースを介して基準電圧源（
ｖＲＥ、）に微少電流が流れ、その結果誤差増幅器Ａの
非反転入力端子には、基準電圧■ に等しい電圧Ｖｓ
が印加されることになる。
となる。このとき、トランジスタＱ１２はオン状態であ
り、トランジスタＱ１□のベースを介して基準電圧源（
ｖＲＥ、）に微少電流が流れ、その結果誤差増幅器Ａの
非反転入力端子には、基準電圧■ に等しい電圧Ｖｓ
が印加されることになる。
ＥＦ
次に、電位■４が下がって基準電圧源の電圧ｖＲＥＦ以
下となり、非安定化領域の動作に移行すると、トランジ
スタＱ１１のコレクタ電圧が上がり、トランジスタＱ１
７はオフ状態となる。これに伴って、トランジスタＱ１
８とＱ１９はオン状態となり、バッファ増幅器Ｂの利得
は１倍であるから、電圧■ は電圧ＶＡと同電位となる
。
下となり、非安定化領域の動作に移行すると、トランジ
スタＱ１１のコレクタ電圧が上がり、トランジスタＱ１
７はオフ状態となる。これに伴って、トランジスタＱ１
８とＱ１９はオン状態となり、バッファ増幅器Ｂの利得
は１倍であるから、電圧■ は電圧ＶＡと同電位となる
。
安定化領域（Ｖ ≦ｖＩＮ（Ｓ） ’における動作時に
は次式が成立つ。
は次式が成立つ。
従って、出力電圧Ｖｏは、次のようになる。
・・・ （３）
（３）式を簡略化する為にＲｓ ”’ Ｒ１Ｒ２とする
と（′３）式は、 となりＶ ＝Ｖ の時の入出方間電圧差は抵Ｉ
Ｎ ＩＮ（Ｓ） 抗Ｒ４に発生する電圧のみによって決定される。
と（′３）式は、 となりＶ ＝Ｖ の時の入出方間電圧差は抵Ｉ
Ｎ ＩＮ（Ｓ） 抗Ｒ４に発生する電圧のみによって決定される。
これによって低電圧時に出力トランジスタＱ１の飽和に
よるリップルリジェクションの悪化は小さくなる。しか
し、（４〉式には■ＩＮが含まれるので、これにリップ
ルが重畳されると、出力にリップルが現れることとなる
にれを防ぐ為にコンザンテＣ１及び抵抗Ｒ４によりリッ
プルフィルタを形成しバッファ増幅器Ｂの非反転入力端
子には直流のみが印加されるようにすることで、事実上
リップルリジェクションの悪化を防いでいる。
よるリップルリジェクションの悪化は小さくなる。しか
し、（４〉式には■ＩＮが含まれるので、これにリップ
ルが重畳されると、出力にリップルが現れることとなる
にれを防ぐ為にコンザンテＣ１及び抵抗Ｒ４によりリッ
プルフィルタを形成しバッファ増幅器Ｂの非反転入力端
子には直流のみが印加されるようにすることで、事実上
リップルリジェクションの悪化を防いでいる。
以上説明したように、本発明によれば、定電圧電源回路
が非安定化動作となるような低入力電圧となってもリッ
プルリジェクションの悪化を小さくできるため、装置の
安定動作に寄与するところが大きいという効果を有する
。
が非安定化動作となるような低入力電圧となってもリッ
プルリジェクションの悪化を小さくできるため、装置の
安定動作に寄与するところが大きいという効果を有する
。
第１図は、本発明に係る定電圧電源回路の原理を説明す
るための回路図、 第２図は、本発明の実施例を示した回路図、第３図は、
本発明によって実現しようとする入出力特性図、 第４図は、第２図に示したバッファ増幅器の実施例を示
した回路図、 第５図は、従来の定電圧電源回路を示した回路図、 第６図は、第５図の回路の入出力特性図、第７図は、一
般的なオーディオシステムの電源回路に第５図の定電圧
電源回路を適用した場合を示した図、 第８図は、他の従来の定電圧電源回路を示した回路図で
ある。 Ａ・・・誤差増幅器、 Ｂ・・・バッファ増幅器、 Ｑｌ・・・出力トランジスタ、 Ｑ１１〜Ｑ１９・・・トランジスタ、 ｃ、ｃ２・・・コンデンサ、 Ｒ〜Ｒ、Ｒ３′・・・抵抗。 第６図
るための回路図、 第２図は、本発明の実施例を示した回路図、第３図は、
本発明によって実現しようとする入出力特性図、 第４図は、第２図に示したバッファ増幅器の実施例を示
した回路図、 第５図は、従来の定電圧電源回路を示した回路図、 第６図は、第５図の回路の入出力特性図、第７図は、一
般的なオーディオシステムの電源回路に第５図の定電圧
電源回路を適用した場合を示した図、 第８図は、他の従来の定電圧電源回路を示した回路図で
ある。 Ａ・・・誤差増幅器、 Ｂ・・・バッファ増幅器、 Ｑｌ・・・出力トランジスタ、 Ｑ１１〜Ｑ１９・・・トランジスタ、 ｃ、ｃ２・・・コンデンサ、 Ｒ〜Ｒ、Ｒ３′・・・抵抗。 第６図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 入力電圧（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）に対し所定の出力電圧（Ｖ＿０
）を導出するための出力トランジスタ（Ｑ＿１）と、当
該出力トランジスタ（Ｑ＿１）を制御する誤差増幅器（
Ａ）とを備えてなる定電圧電源回路において、 入力電圧（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）が所定値以上の場合に当該誤差
増幅器（Ａ）に所定の基準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ＿Ｆ）を供
給する基準電圧供給手段（１００）と、入力電圧（Ｖ＿
Ｉ＿Ｎ）が所定値以下の場合に当該誤差増幅器（Ａ）の
入力電圧（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）に応じて基準電圧（Ｖ＿Ｒ＿Ｅ
＿Ｆ）を変化させる基準電圧制御手段（２００）と、入
力電圧（Ｖ＿Ｉ＿Ｎ）に重畳されたリップルを除去する
ためのリップル除去手段 （３００）とからなることを特徴とする定電圧電源回路
。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63167940A JPH0216611A (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 定電圧電源回路 |
| CA000604749A CA1306006C (en) | 1988-07-05 | 1989-07-04 | Constant voltage source circuit |
| US07/375,707 US4983905A (en) | 1988-07-05 | 1989-07-05 | Constant voltage source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63167940A JPH0216611A (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 定電圧電源回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0216611A true JPH0216611A (ja) | 1990-01-19 |
Family
ID=15858874
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63167940A Pending JPH0216611A (ja) | 1988-07-05 | 1988-07-05 | 定電圧電源回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0216611A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101783988A (zh) * | 2009-01-15 | 2010-07-21 | 孙善龄 | 产生高功率的车用外接扩大机 |
| US10763036B2 (en) | 2016-10-21 | 2020-09-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Composite electronic component and manufacturing method for same |
-
1988
- 1988-07-05 JP JP63167940A patent/JPH0216611A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101783988A (zh) * | 2009-01-15 | 2010-07-21 | 孙善龄 | 产生高功率的车用外接扩大机 |
| JP2010166544A (ja) * | 2009-01-15 | 2010-07-29 | Shan Kin San Simon | 高パワーを生成可能とした外部接続型車載用アンプ |
| US10763036B2 (en) | 2016-10-21 | 2020-09-01 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Composite electronic component and manufacturing method for same |
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