JPH0218702Y2 - - Google Patents
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- JPH0218702Y2 JPH0218702Y2 JP4034481U JP4034481U JPH0218702Y2 JP H0218702 Y2 JPH0218702 Y2 JP H0218702Y2 JP 4034481 U JP4034481 U JP 4034481U JP 4034481 U JP4034481 U JP 4034481U JP H0218702 Y2 JPH0218702 Y2 JP H0218702Y2
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- Japan
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- voltage
- circuit
- input
- output
- relay
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 4
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims 7
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
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- Dc-Dc Converters (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
（考案の属する技術分野）
本考案は、入力電源の周波数や電圧が異なつて
も同一のコンバータ変成器を用いて一定の直流出
力を得ることができるような切替動作を行う電源
コンバータに関するものである。
も同一のコンバータ変成器を用いて一定の直流出
力を得ることができるような切替動作を行う電源
コンバータに関するものである。
（従来技術とその問題点）
入力電源の周波数や電圧が３種類（例えば
AC100V，DC−21V，DC−38V）であつても、
そのいずれからも所定の同一直流電圧を得ようと
するDC／DCコンバータでは、従来は１種類の入
力電源に対して１つのコンバータ変成器を使用
し、３種の入力なら３個のコンバータ変成器が必
要であつたので形状が大きくなるという欠点があ
つた。
AC100V，DC−21V，DC−38V）であつても、
そのいずれからも所定の同一直流電圧を得ようと
するDC／DCコンバータでは、従来は１種類の入
力電源に対して１つのコンバータ変成器を使用
し、３種の入力なら３個のコンバータ変成器が必
要であつたので形状が大きくなるという欠点があ
つた。
すなわち、従来の多入力DC／DCコンバータで
は、直流入力を高周波交流に変換するトランジス
タの回路方式として公知のように第１図ａのよう
なプツシユプルや第１図ｂのようなハーフブリツ
ジ等の回路構成を用い、１種類の入力電源Ｅに対
応して１個のコンバータ変成器T2，T3がそれぞ
れ使用されていた。なお第１図においてトランジ
スタTr1，Tr12のベース側回路は図示省略してあ
る。
は、直流入力を高周波交流に変換するトランジス
タの回路方式として公知のように第１図ａのよう
なプツシユプルや第１図ｂのようなハーフブリツ
ジ等の回路構成を用い、１種類の入力電源Ｅに対
応して１個のコンバータ変成器T2，T3がそれぞ
れ使用されていた。なお第１図においてトランジ
スタTr1，Tr12のベース側回路は図示省略してあ
る。
第３図ａ，ｂは、それぞれ第１図ａ，ｂの回路
におけるトランジスタのエミツタ電圧を基準とし
たコレクタ電圧の波形を示してある。
におけるトランジスタのエミツタ電圧を基準とし
たコレクタ電圧の波形を示してある。
これらの図において、プツシユプルコンバータ
で使用するトランジスタのエミツタ電圧を基準と
したコレクタ電圧はは、よく知られているように
入力電圧Ｅの２倍となる。しかし実際はコンバー
タ変成器の漏洩インダクタンスによりスパイクノ
イズが発生し最高2.5倍位になる。今入力が直流
−48Vの場合コレクタ電圧は120V位であり、耐
圧が低くhfeの高いトランジスタを採用すること
ができるが、交流100Vの場合は交流入力を一旦
直流に変換した後コンバータ回路に入力するの
で、コンバータ回路への供給直流電圧は140V程
度となる。このように高い入力電圧をプツシユプ
ルコンバータに入力するとトランジスタのコレク
タ電圧は350Vとなり、コレクタ耐圧の高いトラ
ンジスタが必要になる。しかし、このようなコレ
クタ耐圧の高いトランジスタは、価格が高く、
hfeの低いことによるトランジスタ駆動回路が複
雑になるため実用上好ましくない。
で使用するトランジスタのエミツタ電圧を基準と
したコレクタ電圧はは、よく知られているように
入力電圧Ｅの２倍となる。しかし実際はコンバー
タ変成器の漏洩インダクタンスによりスパイクノ
イズが発生し最高2.5倍位になる。今入力が直流
−48Vの場合コレクタ電圧は120V位であり、耐
圧が低くhfeの高いトランジスタを採用すること
ができるが、交流100Vの場合は交流入力を一旦
直流に変換した後コンバータ回路に入力するの
で、コンバータ回路への供給直流電圧は140V程
度となる。このように高い入力電圧をプツシユプ
ルコンバータに入力するとトランジスタのコレク
タ電圧は350Vとなり、コレクタ耐圧の高いトラ
ンジスタが必要になる。しかし、このようなコレ
クタ耐圧の高いトランジスタは、価格が高く、
hfeの低いことによるトランジスタ駆動回路が複
雑になるため実用上好ましくない。
一方、ハーフブリツジで使用するトランジスタ
のエミツタ電圧を基準としたコレクタ電圧は、第
３図ｂに示すように、入力電圧Ｅと同じである。
しかし実際には、コンバータ変成器の漏洩インダ
クタンスによつて、スパイクノイズが発生する
が、第１図ｂコンデンサC1，C2の容量が十分大
きいこともあり、入力電圧Ｅの1.2倍位である。
交流入力の場合にハーフブリツジ回路を採用する
と、コレクタ・エミツタ最大電圧は、140V×1.2
＝168Vとなつてプツシユプル回路の場合に比べ
て半分以下となる。
のエミツタ電圧を基準としたコレクタ電圧は、第
３図ｂに示すように、入力電圧Ｅと同じである。
しかし実際には、コンバータ変成器の漏洩インダ
クタンスによつて、スパイクノイズが発生する
が、第１図ｂコンデンサC1，C2の容量が十分大
きいこともあり、入力電圧Ｅの1.2倍位である。
交流入力の場合にハーフブリツジ回路を採用する
と、コレクタ・エミツタ最大電圧は、140V×1.2
＝168Vとなつてプツシユプル回路の場合に比べ
て半分以下となる。
このように、直流入力電圧が−48V程度の場合
はプツシユプル回路を、100Vの交流入力の場合
はハーフブリツジ回路が優れている。
はプツシユプル回路を、100Vの交流入力の場合
はハーフブリツジ回路が優れている。
（考案の目的）
本考案の目的は、電圧や周波数の異なる３種の
電源用入力に対して、一個のコンバータ変成器で
所望の一定出力の直流電圧が得られる３異種入力
用電源コンバータを提供することにある。
電源用入力に対して、一個のコンバータ変成器で
所望の一定出力の直流電圧が得られる３異種入力
用電源コンバータを提供することにある。
（考案の構成と作用）
第２図は本考案による実施例を示す３種頼の入
力源に対するコンバータの回路のブロツク図であ
る。図中の１は電源入力端子盤、２と４は整流回
路、３は直流入力電圧判定回路、T1はコンバー
タ変成器、Ｃ１，Ｃ２はハーフブリツジを構成す
るためのコンデンサ、Ｋ１，Ｋ２はリレー、k1，
k2はリレーＫ１，Ｋ２の各接点、Tr1，Tr2はト
ランジスタである。なお、第２図は各リレーがす
べてオフの状態を示している。なお、電源端子盤
１には３異種入力AC100V，DC−21V，DC−
48Vのうちのいずれか一つの種類のみ入力するも
のである。
力源に対するコンバータの回路のブロツク図であ
る。図中の１は電源入力端子盤、２と４は整流回
路、３は直流入力電圧判定回路、T1はコンバー
タ変成器、Ｃ１，Ｃ２はハーフブリツジを構成す
るためのコンデンサ、Ｋ１，Ｋ２はリレー、k1，
k2はリレーＫ１，Ｋ２の各接点、Tr1，Tr2はト
ランジスタである。なお、第２図は各リレーがす
べてオフの状態を示している。なお、電源端子盤
１には３異種入力AC100V，DC−21V，DC−
48Vのうちのいずれか一つの種類のみ入力するも
のである。
まず、交流入力としてAC100Vが入力されると
リレーＫ１が動作（オン）し、リレーＫ１がオン
になると接点k1aは左側、k1b，k1cは下側、k1dは
左側にそれぞれ接触し、トランジスタTr1，Tr2
は第１図ｂのように接続されハーフブリツジ回路
を構成すると同時に交流入力は整流回路２で整流
されて一旦直流に変換され、さらに、ハーフブリ
ツジ回路構成のスイツチング特性により交流矩形
波形（一般に10kHz〜30kHz）に変換されてコン
バータ変成器T1で電圧変換されて整流回路４に
供給される。このようにして所望のDC電圧が整
流回路４の出力として得られる。なおこの場合、
直流入力がないので直流入力判定回路３からの出
力はなく、リレーＫ２は動作しない。なお、トラ
ンジスタTr1，Tr2のオン・オフ特性を利用した
スイツチング回路、コンバータ変成器T1，整流
回路４からなる部分は、一般に広く云われる
DC／DCコンバータに相当する。
リレーＫ１が動作（オン）し、リレーＫ１がオン
になると接点k1aは左側、k1b，k1cは下側、k1dは
左側にそれぞれ接触し、トランジスタTr1，Tr2
は第１図ｂのように接続されハーフブリツジ回路
を構成すると同時に交流入力は整流回路２で整流
されて一旦直流に変換され、さらに、ハーフブリ
ツジ回路構成のスイツチング特性により交流矩形
波形（一般に10kHz〜30kHz）に変換されてコン
バータ変成器T1で電圧変換されて整流回路４に
供給される。このようにして所望のDC電圧が整
流回路４の出力として得られる。なおこの場合、
直流入力がないので直流入力判定回路３からの出
力はなく、リレーＫ２は動作しない。なお、トラ
ンジスタTr1，Tr2のオン・オフ特性を利用した
スイツチング回路、コンバータ変成器T1，整流
回路４からなる部分は、一般に広く云われる
DC／DCコンバータに相当する。
次に、直流入力の場合、直流入力電圧判定回路
３は、直流入力電圧がある規定の負電圧を中心と
する一定範囲内にある場合にのみリレーＫ２をオ
ンとし、それ以外の負電圧の入力に対しては動作
せずリレーＫ２はオフのままとするように構成さ
れている。いま入力電圧判定回路３の規定電圧を
−21Vとし、入力が−21V前後になつたときのみ
リレーＫ２を動作させる出力を生じるように構成
することは公知の技術にて容易に達成できるか
ら、DC−21Vが入力したとき、その入力電圧を
判定してリレーＫ２をオンとし、k2aおよびk2bの
接点を第２図に示す位置と逆の方向に倒し、リレ
ーＫ１は動作しないから接点k1a〜k1bは第２図に
示す位置にあるので、トランジスタTr1，Tr2は
第１図ａに示すプツシユプル回路を構成し、コン
バータ変成器T1を介して整流回路４に矩形波形
の出力電圧を供給する。
３は、直流入力電圧がある規定の負電圧を中心と
する一定範囲内にある場合にのみリレーＫ２をオ
ンとし、それ以外の負電圧の入力に対しては動作
せずリレーＫ２はオフのままとするように構成さ
れている。いま入力電圧判定回路３の規定電圧を
−21Vとし、入力が−21V前後になつたときのみ
リレーＫ２を動作させる出力を生じるように構成
することは公知の技術にて容易に達成できるか
ら、DC−21Vが入力したとき、その入力電圧を
判定してリレーＫ２をオンとし、k2aおよびk2bの
接点を第２図に示す位置と逆の方向に倒し、リレ
ーＫ１は動作しないから接点k1a〜k1bは第２図に
示す位置にあるので、トランジスタTr1，Tr2は
第１図ａに示すプツシユプル回路を構成し、コン
バータ変成器T1を介して整流回路４に矩形波形
の出力電圧を供給する。
また、入力がDC−48Vの場合には、直流入力
電圧判定回路３は動作せず、従つてリレーＫ１，
Ｋ２とも動作しないため、リレー接点はすべて第
２図に示した位置にあるから、トランジスタ
Tr1，Tr2は第１図ａに示したプツシユプル回路
を構成し、入力が−21Vの場合と同様である。な
お−48Vと−21Vの入力電圧判定は、フエイルセ
イフとして−48V入力時に−21Vタツプになるこ
とはないようになつている。なぜなら、各リレー
Ｋ１，Ｋ２は無励磁の場合のオフ接点が入力−
48Vの回路を形成するようになつているので、
DC−21V，AC100Vのいずれかの入力が与えら
れない限り回路が切換わることはないからであ
る。
電圧判定回路３は動作せず、従つてリレーＫ１，
Ｋ２とも動作しないため、リレー接点はすべて第
２図に示した位置にあるから、トランジスタ
Tr1，Tr2は第１図ａに示したプツシユプル回路
を構成し、入力が−21Vの場合と同様である。な
お−48Vと−21Vの入力電圧判定は、フエイルセ
イフとして−48V入力時に−21Vタツプになるこ
とはないようになつている。なぜなら、各リレー
Ｋ１，Ｋ２は無励磁の場合のオフ接点が入力−
48Vの回路を形成するようになつているので、
DC−21V，AC100Vのいずれかの入力が与えら
れない限り回路が切換わることはないからであ
る。
上記の説明では、直流入力電圧判定回路３は小
範囲の規定電圧のみを検出するものとしたが、規
定電圧より低い電圧あるいは高い電圧の検知を行
うものでもよいことは明らかで、この実施例では
入力電圧が例えば−35Vより低い場合にのみリレ
ーＫ２をオンにするものとすればよい。
範囲の規定電圧のみを検出するものとしたが、規
定電圧より低い電圧あるいは高い電圧の検知を行
うものでもよいことは明らかで、この実施例では
入力電圧が例えば−35Vより低い場合にのみリレ
ーＫ２をオンにするものとすればよい。
以上本考案の構成をまとめると次のようにな
る。
る。
交流電圧と２種の直流電圧よりなる３異種入力
のいずれが入力されても一定の直流電圧に変換出
力するために、 前記交流電圧が印加されたときに動作する第１
のリレーＫ１と、 前記交流電圧を整流して整流出力を出す第１の
整流回路２と、 前記直流入力電圧が前記２種の直流電圧のうち
の一方の直流電圧を中心にして予め設定された電
圧の範囲内にあるときのみ出力を発生する直流入
力電圧判定回路３と、 該直流入力電圧判定回路３の出力により動作す
る第２のリレーＫ２と、 前記第１の整流回路２の整流出力と前記２種の
直流電圧とを交流矩形波形に変換するためのコン
バータ変成器T1を含むスイツチング回路と、 該交流矩形波形を前記一定の直流出力に変換す
るための第２の整流回路４と を備え、前記スイツチング回路は、前記第１のリ
レーＫ１の動作によりハーフブリツジ回路構成と
なり、前記第２のリレーＫ２の動作によりプツシ
ユプル回路構成となるように構成されていること
を特徴とする３異種入力用電源コンバータ。
のいずれが入力されても一定の直流電圧に変換出
力するために、 前記交流電圧が印加されたときに動作する第１
のリレーＫ１と、 前記交流電圧を整流して整流出力を出す第１の
整流回路２と、 前記直流入力電圧が前記２種の直流電圧のうち
の一方の直流電圧を中心にして予め設定された電
圧の範囲内にあるときのみ出力を発生する直流入
力電圧判定回路３と、 該直流入力電圧判定回路３の出力により動作す
る第２のリレーＫ２と、 前記第１の整流回路２の整流出力と前記２種の
直流電圧とを交流矩形波形に変換するためのコン
バータ変成器T1を含むスイツチング回路と、 該交流矩形波形を前記一定の直流出力に変換す
るための第２の整流回路４と を備え、前記スイツチング回路は、前記第１のリ
レーＫ１の動作によりハーフブリツジ回路構成と
なり、前記第２のリレーＫ２の動作によりプツシ
ユプル回路構成となるように構成されていること
を特徴とする３異種入力用電源コンバータ。
（考案の効果）
以上の説明から明らかなように、交流電圧と２
種の直流電圧の合計３種類の入力のそれぞれに応
じて２個のトランジスタからなるスイツチング回
路の接続とコンバータ変成器T1の１次側タツプ
を切替えて、いずれの場合も整流回路４から所望
のDC出力が得られるように構成された本考案に
よれば、交流100V入力の時、スイツチング回路
はハーフブリツジ回路構成となるため特にコレク
タ耐圧の高い高価なトランジスタを用いる必要は
なく、また、入力が３種のいずれであつてもコン
バータ変成器T1は１つのみでよいため、コンバ
ータ全体が小形軽量となる利点は大きい。さら
に、この利点はコンバータの電力容量が大きくな
るほど顕著で実用上の効果が著しい。
種の直流電圧の合計３種類の入力のそれぞれに応
じて２個のトランジスタからなるスイツチング回
路の接続とコンバータ変成器T1の１次側タツプ
を切替えて、いずれの場合も整流回路４から所望
のDC出力が得られるように構成された本考案に
よれば、交流100V入力の時、スイツチング回路
はハーフブリツジ回路構成となるため特にコレク
タ耐圧の高い高価なトランジスタを用いる必要は
なく、また、入力が３種のいずれであつてもコン
バータ変成器T1は１つのみでよいため、コンバ
ータ全体が小形軽量となる利点は大きい。さら
に、この利点はコンバータの電力容量が大きくな
るほど顕著で実用上の効果が著しい。
第１図は従来のDC／DCコンバータの回路図、
第２図は本考案による電源コンバータの回路の実
施例を示すブロツク図、第３図は第１図の従来の
回路のコレクタ電圧波形である。 １……電源入力端子盤、２，４……整流回路、
３……直流入力電圧判定回路、Ｋ１，Ｋ２……リ
レー、k1a〜k1d，k2a，k2b……リレーの接点、T1
……コンバータ変成器、Tr1，Tr2……トランジ
スタ、Ｃ１，Ｃ２……コンデンサ。
第２図は本考案による電源コンバータの回路の実
施例を示すブロツク図、第３図は第１図の従来の
回路のコレクタ電圧波形である。 １……電源入力端子盤、２，４……整流回路、
３……直流入力電圧判定回路、Ｋ１，Ｋ２……リ
レー、k1a〜k1d，k2a，k2b……リレーの接点、T1
……コンバータ変成器、Tr1，Tr2……トランジ
スタ、Ｃ１，Ｃ２……コンデンサ。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 交流電圧と２種の直流電圧よりなる３異種入力
のいずれが入力されても一定の直流電圧に変換出
力するために、 前記交流電圧が印加されたときに動作する第１
のリレーと、 前記交流電圧を整流して整流出力を出す第１の
整流回路と、 前記直流入力電圧が前記２種の直流電圧のうち
の一方の直流電圧を中心にして予め設定された電
圧の範囲内にあるときのみ出力を発生する直流入
力判定回路と、 該直流入力判定回路の出力があるときに動作す
る第２のリレーと、 前記第１の整流回路の整流出力と前記２種の直
流電圧を入力とし、第１のトランジスタと第２の
トランジスタと１つのコンバータ変成器の複数の
タツプを有する１次巻線とによつて構成される高
周波変換回路によつて該入力を高周波交流に変換
し該コンバータ変成器の２次巻線に誘起した矩形
波出力電圧を第２の整流回路によつて所望の直流
出力を得るDC／DCコンバータとを備えるととも
に、 前記高周波変換回路は、 前記第１のリレーが動作しないとき、前記第１
及び第２のトランジスタのエミツタが共通接続さ
れ、該第１及び第２のトランジスタのコレクタ間
に前記コンバータ変成器の１次巻線が接続され、
前記エミツタの共通接続点と前記１次巻線の中間
タツプとの間に前記２種の直流電圧のうちのいず
れか一方の直流電圧が印加されるプツシユプル回
路を構成し、前記第１のリレーが動作したとき、
前記第１のトランジスタのエミツタと第２のトラ
ンジスタのコレクタが共通接続され該第１のトラ
ンジスタのコレクタと該第２のトランジスタのエ
ミツタとの間に前記第１の整流回路の整流出力が
印加されるように切替え接続され、該第１の整流
回路の出力端子間に直列に接続された２つのコン
デンサの中間接続点と前記第１及び第２のトラン
ジスタの中間接続点との間に接続された前記１次
巻線の前記中間タツプが切替え開放されてハーフ
ブリツジ回路を構成する前記第１のリレーの接点
よりなる第１のスイツチ回路と、 前記第２のリレーが動作したとき、前記プツシ
ユプル回路構成における前記コンバータ変成器の
１次巻線のタツプが他のタツプに切替え接続され
る前記第２のリレーの接点よりなる第２のスイツ
チ回路とを備え、 いずれのときでも前記コンバータ変成器の２次
巻線に誘起する前記矩形波出力電圧が一定の値に
なるように前記１次巻線の複数のタツプの位置が
それぞれ予め設定されて前記第２の整流回路の出
力が前記一定の直流電圧となるように構成した３
異種入力用電源コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4034481U JPH0218702Y2 (ja) | 1981-03-24 | 1981-03-24 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4034481U JPH0218702Y2 (ja) | 1981-03-24 | 1981-03-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS57154293U JPS57154293U (ja) | 1982-09-28 |
| JPH0218702Y2 true JPH0218702Y2 (ja) | 1990-05-24 |
Family
ID=29837458
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4034481U Expired JPH0218702Y2 (ja) | 1981-03-24 | 1981-03-24 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0218702Y2 (ja) |
-
1981
- 1981-03-24 JP JP4034481U patent/JPH0218702Y2/ja not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS57154293U (ja) | 1982-09-28 |
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