JPH0424791Y2 - - Google Patents
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- JPH0424791Y2 JPH0424791Y2 JP1982089602U JP8960282U JPH0424791Y2 JP H0424791 Y2 JPH0424791 Y2 JP H0424791Y2 JP 1982089602 U JP1982089602 U JP 1982089602U JP 8960282 U JP8960282 U JP 8960282U JP H0424791 Y2 JPH0424791 Y2 JP H0424791Y2
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- JP
- Japan
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- voltage
- power
- power supply
- power transformer
- transformer
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Description
【考案の詳細な説明】
本考案は大電力を必要とするオーデイオ増幅器
等に使用する直流電源装置に関し、入力電源周波
数を逓倍することにより変圧器を小型化した直流
電源装置に関する。
等に使用する直流電源装置に関し、入力電源周波
数を逓倍することにより変圧器を小型化した直流
電源装置に関する。
直流電源装置において、電源変圧器の容積を小
さくするために、たとえばスイツチング方式の直
流電源装置が使用される。従来のスイツチング方
式の直流電源装置ではノイズの発生および電源変
圧器の小型化等の点から可聴周波数帯を避けて通
常数＋ＫHzの周波数で動作させることが行なわれ
ている。
さくするために、たとえばスイツチング方式の直
流電源装置が使用される。従来のスイツチング方
式の直流電源装置ではノイズの発生および電源変
圧器の小型化等の点から可聴周波数帯を避けて通
常数＋ＫHzの周波数で動作させることが行なわれ
ている。
このため電源変圧器、スイツチング素子等の高
周波用のものを必要とし、かつ高価なものとなる
欠点があつた。
周波用のものを必要とし、かつ高価なものとなる
欠点があつた。
さらに、不要輻射の問題も発生する欠点があつ
た。
た。
本考案は上記にかんがみなされたもので、上記
の欠点を解消して小型化することができるととも
に、特殊な高周波部品を必要としない直流電源装
置を提供することを目的とするものである。
の欠点を解消して小型化することができるととも
に、特殊な高周波部品を必要としない直流電源装
置を提供することを目的とするものである。
この目的を達成するため、本考案は全波整流波
形における１つの半波波形の期間に、電源変圧器
を正および負の方向に励磁することにより達成さ
れる。
形における１つの半波波形の期間に、電源変圧器
を正および負の方向に励磁することにより達成さ
れる。
以下、本考案を実施例により説明する。
第１図は本考案の第１の実施例の回路図であ
る。
る。
電源交流電圧をダイオードブリツジD1で全波
整流した電圧が電源変圧器T1の２つの１次巻線
の一端を共通接続した接続点Ｈと中点Ｆとの間に
印加される。電源変圧器T1のそれぞれの１次巻
線他端にはNPNトランジスタQ1，Q2のコレクタ
がそれぞれ各別に接続され、NPNトランジスタ
Q1，Q2のエミツタは中点Ｆに接続される。この
トランジスタQ1，Q2は後述する如く電源交流電
圧の90度毎に交互に導通、非導通が制御される。
NPNトランジスタQ1，Q2のコレクタにそれぞれ
接続された電源変圧器T1の１次巻線は、NPNト
ランジスタQ1，Q2がスイツチングされる毎にそ
れぞれ逆方向に励磁される。
整流した電圧が電源変圧器T1の２つの１次巻線
の一端を共通接続した接続点Ｈと中点Ｆとの間に
印加される。電源変圧器T1のそれぞれの１次巻
線他端にはNPNトランジスタQ1，Q2のコレクタ
がそれぞれ各別に接続され、NPNトランジスタ
Q1，Q2のエミツタは中点Ｆに接続される。この
トランジスタQ1，Q2は後述する如く電源交流電
圧の90度毎に交互に導通、非導通が制御される。
NPNトランジスタQ1，Q2のコレクタにそれぞれ
接続された電源変圧器T1の１次巻線は、NPNト
ランジスタQ1，Q2がスイツチングされる毎にそ
れぞれ逆方向に励磁される。
電源変圧器T1の２次巻線には、該２次巻線に
誘起された電圧を全波整流するダイオードブリツ
ジD2、ダイオードブリツジD2の出力電圧を平滑
化するコンデンサC2が接続されており、コンデ
ンサC2で平滑化されたダイオードブリツジD2の
出力電圧が負荷RLに供給される。
誘起された電圧を全波整流するダイオードブリツ
ジD2、ダイオードブリツジD2の出力電圧を平滑
化するコンデンサC2が接続されており、コンデ
ンサC2で平滑化されたダイオードブリツジD2の
出力電圧が負荷RLに供給される。
つぎにNPNトランジスタQ1，Q2の導通、非導
通を制御するスイツチ回路について説明する。
通を制御するスイツチ回路について説明する。
電源交流電圧を逓降する制御用の変圧器T2の
２次巻線中点はNPNトランジスタQ1，Q2のエミ
ツタすなわち中点Ｆに接続されており、変圧器
T2の一方の２次巻線一端と中点Ｆとの間には抵
抗R1，R2およびコンデンサC1とからなる移相回
路が接続されていて、変圧器T2の一方の２次巻
線一端すなわちＡ点と中点との間には電源交流電
圧と同相の電圧が印加される。また、抵抗R1と
コンデンサC1との接続点Ｇに電源交流電圧から
90度位相の遅れた電圧が発生する。またＡ点には
PNPトランジスタQ5，Q6のエミツタが接続さ
れ、PNPトランジスタQ5，Q6のコレクタはそれ
ぞれNPNトランジスタQ1，Q2のベースに各別に
接続されている。
２次巻線中点はNPNトランジスタQ1，Q2のエミ
ツタすなわち中点Ｆに接続されており、変圧器
T2の一方の２次巻線一端と中点Ｆとの間には抵
抗R1，R2およびコンデンサC1とからなる移相回
路が接続されていて、変圧器T2の一方の２次巻
線一端すなわちＡ点と中点との間には電源交流電
圧と同相の電圧が印加される。また、抵抗R1と
コンデンサC1との接続点Ｇに電源交流電圧から
90度位相の遅れた電圧が発生する。またＡ点には
PNPトランジスタQ5，Q6のエミツタが接続さ
れ、PNPトランジスタQ5，Q6のコレクタはそれ
ぞれNPNトランジスタQ1，Q2のベースに各別に
接続されている。
また、変圧器T2の他方の２次巻線一端はPNP
トランジスタQ3，Q4のエミツタに接続され、
PNPトランジスタQ3，Q4のコレクタはそれぞれ
各別にNPNトランジスタQ2のベース、NPNト
ランジスタQ1のベースに接続され、変圧器T2の
他方の２次巻線一端すなわちＢ点にはＡ点と180
度位相の異なつた電圧が供給される。
トランジスタQ3，Q4のエミツタに接続され、
PNPトランジスタQ3，Q4のコレクタはそれぞれ
各別にNPNトランジスタQ2のベース、NPNト
ランジスタQ1のベースに接続され、変圧器T2の
他方の２次巻線一端すなわちＢ点にはＡ点と180
度位相の異なつた電圧が供給される。
そこで中点Ｆを基準としたＡ点、Ｂ点およびＧ
点の電圧波形は第２図ａに示した如くである。第
２図ａにおいてＡ−ＦはＡ点に、Ｂ−ＦはＢ点
に、Ｇ−ＦはＧ点における電圧波形を示してい
る。
点の電圧波形は第２図ａに示した如くである。第
２図ａにおいてＡ−ＦはＡ点に、Ｂ−ＦはＢ点
に、Ｇ−ＦはＧ点における電圧波形を示してい
る。
一方、PNPトランジスタQ3およびQ5のベース
はNPNトランジスタQ7を介して中点Ｆに接続さ
れ、PNPトランジスラQ4およびQ6のベースは
PNPトランジスタQ8を介して中点Ｆに接続され
ており、NPNトランジスタQ7のベースとPNPト
ランジスタQ8のベースはベースが中点Ｆに接続
されたNPNトランジスタQ9により接続されてい
る。
はNPNトランジスタQ7を介して中点Ｆに接続さ
れ、PNPトランジスラQ4およびQ6のベースは
PNPトランジスタQ8を介して中点Ｆに接続され
ており、NPNトランジスタQ7のベースとPNPト
ランジスタQ8のベースはベースが中点Ｆに接続
されたNPNトランジスタQ9により接続されてい
る。
なお第１図においてＤは逆流防止用のダイオー
ドである。
ドである。
以上の如く構成された本考案の一実施例におい
て、Ｇ点の電位が正の期間NPNトランジスタQ7
は導通し、負の期間においてはNPNトランジス
タQ8およびQ9が導通する。したがつてPNPトラ
ンジスタQ5はＡ点の電位が正でかつＧ点の電位
が正の期間、導通する。またPNPトランジスタ
Q6はＡ点の電位が正でかつＧ点の電位が負の期
間、導通する。一方、PNPトランジスタQ3はＢ
点の電位が正でかつＧ点が正電位の期間、導通
し、PNPトランジスタQ4はＢ点の電位が正でか
つＧ点が負電位の期間、導通する。また、NPN
トランジスタQ1はPNPトランジスタQ4またはQ5
が導通している期間、導通し、NPNトランジス
タQ2はPNPトランジスタQ3またはQ6が導通して
いる期間、導通する。
て、Ｇ点の電位が正の期間NPNトランジスタQ7
は導通し、負の期間においてはNPNトランジス
タQ8およびQ9が導通する。したがつてPNPトラ
ンジスタQ5はＡ点の電位が正でかつＧ点の電位
が正の期間、導通する。またPNPトランジスタ
Q6はＡ点の電位が正でかつＧ点の電位が負の期
間、導通する。一方、PNPトランジスタQ3はＢ
点の電位が正でかつＧ点が正電位の期間、導通
し、PNPトランジスタQ4はＢ点の電位が正でか
つＧ点が負電位の期間、導通する。また、NPN
トランジスタQ1はPNPトランジスタQ4またはQ5
が導通している期間、導通し、NPNトランジス
タQ2はPNPトランジスタQ3またはQ6が導通して
いる期間、導通する。
したがつて、NPNトランジスタQ1，Q2は第２
図ｂに示す如く電源交流電圧を全波整流した波形
における90度毎に交互に導通することになる。な
お、第２図ｂにおいてＨ−Ｆは電源交流電圧をダ
イオードブリツジD1により全波整流した波形を
示し、Ｈ点とＦ点間の電圧波形である。NPNト
ランジスタQ1，Q2が交互に導通することにより
電源変圧器T1には電源交流の周波数の２倍の周
波数を有する電圧が印加される。第２図ｃは電源
変圧器T1に印加される電圧波形を示し、第２図
ｄは電源変圧器T1に流れる電流波形を示し、第
６図ｆはコンデンサC2のリツプル電圧波形を示
している。
図ｂに示す如く電源交流電圧を全波整流した波形
における90度毎に交互に導通することになる。な
お、第２図ｂにおいてＨ−Ｆは電源交流電圧をダ
イオードブリツジD1により全波整流した波形を
示し、Ｈ点とＦ点間の電圧波形である。NPNト
ランジスタQ1，Q2が交互に導通することにより
電源変圧器T1には電源交流の周波数の２倍の周
波数を有する電圧が印加される。第２図ｃは電源
変圧器T1に印加される電圧波形を示し、第２図
ｄは電源変圧器T1に流れる電流波形を示し、第
６図ｆはコンデンサC2のリツプル電圧波形を示
している。
そこで、本考案の一実施例においては電源変圧
器T1に供給される電圧は電源交流電圧の２倍の
周波数となるため、電源変圧器の容積は減少し、
直流電源装置を小型化するとともに、周波数が２
逓倍されるが、オーデイオ増幅器等、商用電源を
電源とする場合、特に高周波用部品を必要とする
こともない。
器T1に供給される電圧は電源交流電圧の２倍の
周波数となるため、電源変圧器の容積は減少し、
直流電源装置を小型化するとともに、周波数が２
逓倍されるが、オーデイオ増幅器等、商用電源を
電源とする場合、特に高周波用部品を必要とする
こともない。
さらに、従来のスイツチング方式の直流電源装
置において必要とされる１次側に平滑用のコンデ
ンサは不用である。
置において必要とされる１次側に平滑用のコンデ
ンサは不用である。
つぎに本考案の第２の実施例について説明す
る。
る。
第３図は本考案の第２の実施例の回路図であ
る。本考案の第２の実施例は第１図に示した本考
案の第１の実施例において、さらにPNPトラン
ジスタQ3のベースに接続したダイオードＤと
NPNトランジスタQ7のコンクタとの間にツエナ
ーダイオードD3を、PNPトランジスタQ4のベー
スに接続したダイオードＤとPNPトランジスタ
Q8のエミツタとの間にツエナーダイオードD4が
接続されている。
る。本考案の第２の実施例は第１図に示した本考
案の第１の実施例において、さらにPNPトラン
ジスタQ3のベースに接続したダイオードＤと
NPNトランジスタQ7のコンクタとの間にツエナ
ーダイオードD3を、PNPトランジスタQ4のベー
スに接続したダイオードＤとPNPトランジスタ
Q8のエミツタとの間にツエナーダイオードD4が
接続されている。
NPNトランジスタQ7、PNPトランジスタQ8、
NPNトランジスタQ9の動作は本考案の一実施例
の場合と同一であり、PNPトランジスタQ3，
Q4，Q5およびQ6の動作およびNPNトランジスタ
Q1およびQ2の動作は本考案の一実施例の場合と
基本的には同一である。しかし、ツエナーダイオ
ードD3およびD4を挿入したことにより、PNPト
ランジスタQ3，Q4，Q5およびQ6はＡ点、Ｂ点の
電圧がツエナーダイオードD3，D4により定まる
基準電圧を超えているとき導通状態になる。した
がつてNPNトランジスタQ1およびQ2についても
同様である。そこで第４図ｂに示す如くPNPト
ランジスタQ3〜Q6およびNPNトランジスタQ1，
Q2の導通時間が短縮される。このために電源変
圧器T1の１次巻線に印加される電圧波形は第４
図ｃに示す如く、パルス状の波形となり、電源変
圧器T1の１次巻線の巻数を減少させることがで
きる。また電源変圧器T1の２次側にはコンデン
サC2からなるコンデンサインプツト型の平滑回
路が接続されているために、電源変圧器T1に電
流が流れる期間は、第４図ｄに示す電源変圧器
T1の２次電圧がコンデンサC2の電圧より高い期
間であり、電源変圧器T1の２次側における直流
電圧には何ら影響を与えることはない。
NPNトランジスタQ9の動作は本考案の一実施例
の場合と同一であり、PNPトランジスタQ3，
Q4，Q5およびQ6の動作およびNPNトランジスタ
Q1およびQ2の動作は本考案の一実施例の場合と
基本的には同一である。しかし、ツエナーダイオ
ードD3およびD4を挿入したことにより、PNPト
ランジスタQ3，Q4，Q5およびQ6はＡ点、Ｂ点の
電圧がツエナーダイオードD3，D4により定まる
基準電圧を超えているとき導通状態になる。した
がつてNPNトランジスタQ1およびQ2についても
同様である。そこで第４図ｂに示す如くPNPト
ランジスタQ3〜Q6およびNPNトランジスタQ1，
Q2の導通時間が短縮される。このために電源変
圧器T1の１次巻線に印加される電圧波形は第４
図ｃに示す如く、パルス状の波形となり、電源変
圧器T1の１次巻線の巻数を減少させることがで
きる。また電源変圧器T1の２次側にはコンデン
サC2からなるコンデンサインプツト型の平滑回
路が接続されているために、電源変圧器T1に電
流が流れる期間は、第４図ｄに示す電源変圧器
T1の２次電圧がコンデンサC2の電圧より高い期
間であり、電源変圧器T1の２次側における直流
電圧には何ら影響を与えることはない。
したがつて本考案の他の実施例の場合において
は、電源交流電圧の周波数が２逓倍されて電源変
圧器T1の１次巻線に印加されるとともに、電源
変圧器T1に印加される電圧を減少して電源変圧
器T1の銅損を本考案の一実施例の場合よりさら
に減少させることができる。
は、電源交流電圧の周波数が２逓倍されて電源変
圧器T1の１次巻線に印加されるとともに、電源
変圧器T1に印加される電圧を減少して電源変圧
器T1の銅損を本考案の一実施例の場合よりさら
に減少させることができる。
なお、第４図ａは第２図ａと同様に、中点Ｆに
対するＡ点、Ｂ点およびＧ点の電圧の波形を示し
ている。
対するＡ点、Ｂ点およびＧ点の電圧の波形を示し
ている。
つぎに本考案の第３の実施例について説明す
る。
る。
第５図は本考案の第３の実施例の回路図であ
る。本考案の第３の実施例は第１図に示した本考
案の第１の実施例において、さらにNPNトラン
ジスタQ1のベースと中点Ｆとの間におよびNPN
トランジスタQ2のベースと中点Ｆとの間にそれ
ぞれ各別にNPNトランジスタQ11，Q12が接続さ
れ、Ａ点の電圧をツエナーダイオードD5を介し
てNPNトランジスタQ11のベースに印加し、Ｂ点
の電圧をツエナーダイオードD6を介してNPNト
ランジスタQ12のベースに印加して、NPNトラン
ジスタQ11，Q12が駆動されるようにされたもの
である。
る。本考案の第３の実施例は第１図に示した本考
案の第１の実施例において、さらにNPNトラン
ジスタQ1のベースと中点Ｆとの間におよびNPN
トランジスタQ2のベースと中点Ｆとの間にそれ
ぞれ各別にNPNトランジスタQ11，Q12が接続さ
れ、Ａ点の電圧をツエナーダイオードD5を介し
てNPNトランジスタQ11のベースに印加し、Ｂ点
の電圧をツエナーダイオードD6を介してNPNト
ランジスタQ12のベースに印加して、NPNトラン
ジスタQ11，Q12が駆動されるようにされたもの
である。
本考案の第３の実施例においては、Ａ点および
Ｂ点の電圧が上昇して、ツエナーダイオードD5，
D6のツエナー電圧に対応する電圧以上となつた
とき、ツエナーダイオードD5，D6が導通し、
NPNトランジスタQ11，Q12を導通させ、NPNト
ランジスタQ1，Q2のベースを中点Ｆの電位にま
で引つ張つてNPNトランジスタQ1，Q2を遮断さ
せる。したがつて電源変圧器T1の１次巻線に、
NPNトランジスタQ1，Q2が上記によつて遮断さ
せられている期間電圧が印加されない。そこで電
源変圧器T1の入力電圧波形は第６図ａに示す如
き波形となり、電源変圧器T1に流れる電流は第
６図ｂに示す如くなる。このためコンデンサC2
の端子間におけるリツプル電圧波形は第６図ｃに
示す如くになる。
Ｂ点の電圧が上昇して、ツエナーダイオードD5，
D6のツエナー電圧に対応する電圧以上となつた
とき、ツエナーダイオードD5，D6が導通し、
NPNトランジスタQ11，Q12を導通させ、NPNト
ランジスタQ1，Q2のベースを中点Ｆの電位にま
で引つ張つてNPNトランジスタQ1，Q2を遮断さ
せる。したがつて電源変圧器T1の１次巻線に、
NPNトランジスタQ1，Q2が上記によつて遮断さ
せられている期間電圧が印加されない。そこで電
源変圧器T1の入力電圧波形は第６図ａに示す如
き波形となり、電源変圧器T1に流れる電流は第
６図ｂに示す如くなる。このためコンデンサC2
の端子間におけるリツプル電圧波形は第６図ｃに
示す如くになる。
一方、本考案の第１の実施例においてはコンデ
ンサC2に流れる充電電流の波形は従来の場合と
変らず、周波数が２倍になつていてもコンデンサ
C2の容量を1/2にすることはできない。しかし本
考案の第３の実施例においては第６図ｂからも明
らかな如くコンデンサC2に充電電流が流れない
期間は短かくなり、コンデンサC2の容量を1/2に
することができる。
ンサC2に流れる充電電流の波形は従来の場合と
変らず、周波数が２倍になつていてもコンデンサ
C2の容量を1/2にすることはできない。しかし本
考案の第３の実施例においては第６図ｂからも明
らかな如くコンデンサC2に充電電流が流れない
期間は短かくなり、コンデンサC2の容量を1/2に
することができる。
なお、第６図ｄ，ｅおよびｆは比較のために本
考案の第１の実施例の場合における電源変圧器
T1の入力電圧波形、電源変圧器T1に流れる電流
波形およびコンデンサC2のリツプル電圧波形を
再記したものであつて、前記第６図ａ，ｂおよび
ｃと比較することによりコンデンサC2のリツプ
ル電圧の周波数が本第３の実施例において２倍に
なる様子が理解される。
考案の第１の実施例の場合における電源変圧器
T1の入力電圧波形、電源変圧器T1に流れる電流
波形およびコンデンサC2のリツプル電圧波形を
再記したものであつて、前記第６図ａ，ｂおよび
ｃと比較することによりコンデンサC2のリツプ
ル電圧の周波数が本第３の実施例において２倍に
なる様子が理解される。
以上の如く本考案によれば、入力電源の全波整
流波形における１つの半波波形の期間に、電源変
圧器を正および負方向に励磁するため、電源変圧
器の１次側に平滑用のコンデンサを用いることな
く、入力電源周波数の２倍の周波数の電圧が印加
され、電源変圧器を小型化することができる。
流波形における１つの半波波形の期間に、電源変
圧器を正および負方向に励磁するため、電源変圧
器の１次側に平滑用のコンデンサを用いることな
く、入力電源周波数の２倍の周波数の電圧が印加
され、電源変圧器を小型化することができる。
さらに、導通期間制御手段を設けたため、導通
期間制御手段によつて短縮された制御出力の期間
長外では電源変圧器の１次側の電圧印加期間を制
御するトランジスタは導通せず、電源変圧器の損
失は導通期間制御手段が存在しない場合よりもさ
らに減少し、電源変圧器をさらに小型化すること
ができる。
期間制御手段によつて短縮された制御出力の期間
長外では電源変圧器の１次側の電圧印加期間を制
御するトランジスタは導通せず、電源変圧器の損
失は導通期間制御手段が存在しない場合よりもさ
らに減少し、電源変圧器をさらに小型化すること
ができる。
また、不要輻射も少ない。
第１図は本考案の第１の実施例を示す回路図。
第２図は本考案の第１の実施例の作用の説明に供
する波形図。第３図は本考案の第２の実施例を示
す回路図。第４図は本考案の第２の実施例の作用
の説明に供する波形図。第５図は本考案の第３の
実施例を示す回路図。第６図は本考案の第３の実
施例の作用の説明に供する波形図。 T1……電源変圧器、D1およびD2……ダイオー
ドブリツジ、C2……平滑用のコンデンサ、RL…
…負荷。
第２図は本考案の第１の実施例の作用の説明に供
する波形図。第３図は本考案の第２の実施例を示
す回路図。第４図は本考案の第２の実施例の作用
の説明に供する波形図。第５図は本考案の第３の
実施例を示す回路図。第６図は本考案の第３の実
施例の作用の説明に供する波形図。 T1……電源変圧器、D1およびD2……ダイオー
ドブリツジ、C2……平滑用のコンデンサ、RL…
…負荷。
Claims (1)
- 【実用新案登録請求の範囲】 入力電源周波数を２逓倍して電源変圧器の１次
巻線に供給する直流電源装置において、 ２つの１次巻線を有し、かつ両１次巻線の一端
に電源電圧の全波整流電圧の一方の極性の電圧が
印加される電源変圧器と、 前記全波整流電圧の他方の極性の電圧が共通接
続されたエミツタに印加され、かつコレクタにそ
れぞれ電源変圧器の１次巻線を介した電圧が各別
に印加される第１および第２のトランジスタと、 前記電源電圧を降圧した電圧を移相する移相回
路と、移相回路の出力を受けて前記電源電圧の1/
４周期長の制御出力を生成する制御出力生成手段
と、制御出力生成手段により生成した制御出力の
期間長を短縮させ短縮させた期間第１および第２
のトランジスタを交互に導通させる導通期間制御
手段とを有する制御回路と を備えたことを特徴とする直流電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8960282U JPS58193889U (ja) | 1982-06-17 | 1982-06-17 | 直流電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8960282U JPS58193889U (ja) | 1982-06-17 | 1982-06-17 | 直流電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS58193889U JPS58193889U (ja) | 1983-12-23 |
| JPH0424791Y2 true JPH0424791Y2 (ja) | 1992-06-11 |
Family
ID=30098204
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8960282U Granted JPS58193889U (ja) | 1982-06-17 | 1982-06-17 | 直流電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS58193889U (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4518728Y1 (ja) * | 1966-10-31 | 1970-07-30 |
-
1982
- 1982-06-17 JP JP8960282U patent/JPS58193889U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS58193889U (ja) | 1983-12-23 |
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