JPH0219664B2 - - Google Patents
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- JPH0219664B2 JPH0219664B2 JP61064936A JP6493686A JPH0219664B2 JP H0219664 B2 JPH0219664 B2 JP H0219664B2 JP 61064936 A JP61064936 A JP 61064936A JP 6493686 A JP6493686 A JP 6493686A JP H0219664 B2 JPH0219664 B2 JP H0219664B2
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- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 5
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 101100381996 Saccharomyces cerevisiae (strain ATCC 204508 / S288c) BRO1 gene Proteins 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
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- 101100484492 Arabidopsis thaliana VHA-C gene Proteins 0.000 description 1
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Landscapes
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は無線回線でデイジタル伝送するための
変調方式の１つとして知られているMSK（Mini
−mum Shift Keying）による信号の同期検波方
式の復調回路における搬送波再生回路に関するも
ので、MSK方式に限ることなく、MSKのグルー
プとみなされる種々な帯域制限を行つたMSKの
変形方式であるGMSK（Gaussian Filtered
MSK）や類似の位相変化をするオフセツト
QPSK（OQPSK）などの復調回路にも適用でき
る。
変調方式の１つとして知られているMSK（Mini
−mum Shift Keying）による信号の同期検波方
式の復調回路における搬送波再生回路に関するも
ので、MSK方式に限ることなく、MSKのグルー
プとみなされる種々な帯域制限を行つたMSKの
変形方式であるGMSK（Gaussian Filtered
MSK）や類似の位相変化をするオフセツト
QPSK（OQPSK）などの復調回路にも適用でき
る。
（従来の技術）
MSK信号の同期検波回路は種々の文献に記載
されている。第１図はその原理的な構成例図でよ
く知られている。第１図において１と３は位相検
波器、２と４は低域波器（LPF）で搬送波成
分および信号帯域外の雑音など不要成分を除去す
る。５は90゜位相器、６は電圧制御発振器
（VCO）で同期検波のため入力１４に同期した搬
送周波数を発生する。７はループフイルタ（FL）
で位相同期のループ帯域幅を決定する。８と９は
乗算器（MLT）、１０と１１は判定回路
（DEC）、１２は排他的論理和回路（EX−OR）、
１３はタイミング同期回路（CLK）、１５は復調
出力である。これらの回路の動作は公知であるが
次に簡単に説明する。１〜４の位相検波器
（DET）およびLPFは入力信号の復調に使われる
と同時に５〜９の位相シフト回路、VCO，FL，
２つのMLTと共に位相同期回路（PLL）を構成
している。また１０と１１の判定回路１２のEX
−ORゲートはLPFの出力から情報を判定し、復
調出力１５を得るように動作する。
されている。第１図はその原理的な構成例図でよ
く知られている。第１図において１と３は位相検
波器、２と４は低域波器（LPF）で搬送波成
分および信号帯域外の雑音など不要成分を除去す
る。５は90゜位相器、６は電圧制御発振器
（VCO）で同期検波のため入力１４に同期した搬
送周波数を発生する。７はループフイルタ（FL）
で位相同期のループ帯域幅を決定する。８と９は
乗算器（MLT）、１０と１１は判定回路
（DEC）、１２は排他的論理和回路（EX−OR）、
１３はタイミング同期回路（CLK）、１５は復調
出力である。これらの回路の動作は公知であるが
次に簡単に説明する。１〜４の位相検波器
（DET）およびLPFは入力信号の復調に使われる
と同時に５〜９の位相シフト回路、VCO，FL，
２つのMLTと共に位相同期回路（PLL）を構成
している。また１０と１１の判定回路１２のEX
−ORゲートはLPFの出力から情報を判定し、復
調出力１５を得るように動作する。
本発明は前記のような位相同期回路の乗算回路
（MLT）８の構成に関するものであるからMLT
８の動作についてさらに説明する。
（MLT）８の構成に関するものであるからMLT
８の動作についてさらに説明する。
第１図においてMLT９の出力はVCO６の出力
に対して同相な入力信号の成分すなわちLPF２
の出力と、直交入力信号の成分であるLPF４の
出力との積であるから、MSK信号に対して次式
で与えられる。〔たとえば後記の参考文献(1)５ペ
ージ参照〕 vp（ｔ）＝A2／８sin（ginπｔ／Ｔ＋2θe） ここでＡは入力信号１４の振幅、giは変調の２
値情報（±１）、Ｔは情報ビツト長、θeは入力と
再生搬送波の位相差である。
に対して同相な入力信号の成分すなわちLPF２
の出力と、直交入力信号の成分であるLPF４の
出力との積であるから、MSK信号に対して次式
で与えられる。〔たとえば後記の参考文献(1)５ペ
ージ参照〕 vp（ｔ）＝A2／８sin（ginπｔ／Ｔ＋2θe） ここでＡは入力信号１４の振幅、giは変調の２
値情報（±１）、Ｔは情報ビツト長、θeは入力と
再生搬送波の位相差である。
MLT８の入力は前記のvp（ｔ）ともう一方の
CLK１３よりの入力vr（ｔ）で、vr（ｔ）は１０，
１１への判定用クロツクと90゜位相のずれたクロ
ツクで次式で表される。
CLK１３よりの入力vr（ｔ）で、vr（ｔ）は１０，
１１への判定用クロツクと90゜位相のずれたクロ
ツクで次式で表される。
vr（ｔ）＝cos（πt／Ｔ）
乗算回路MLT８はこれらの乗算を行うもので
その出力は次式のようになる。
その出力は次式のようになる。
ve（ｔ）＝vp（ｔ）vr（ｔ）
＝A2／８sin（giπｔ／Ｔ＋2θe）cos（πｔ／Ｔ
） ＝A2／16〔sin｛（gi＋１）πt／Ｔ＋2θe｝ ＋sin｛（gi−１）πt／Ｔ＋2θe｝） ここでgiが＋１と−１になる確率が等しいとす
るとループフイルタ７によつてこの低域成分のみ
を抽出すれば次式が得られる。
） ＝A2／16〔sin｛（gi＋１）πt／Ｔ＋2θe｝ ＋sin｛（gi−１）πt／Ｔ＋2θe｝） ここでgiが＋１と−１になる確率が等しいとす
るとループフイルタ７によつてこの低域成分のみ
を抽出すれば次式が得られる。
ve（ｔ）A2／16sin2θe
これによつて位相誤差θeに対応した電圧veが得
られ、veによつてVCO６を制御し搬送波の同期
をとることができる。
られ、veによつてVCO６を制御し搬送波の同期
をとることができる。
乗算回路９および８は直流成分を伴うベースバ
ンド信号の乗算を行うものであるため、通常のア
ナログ回路では安定な回路を作り難い。そのため
LPF２およびLPF４の出力でOVをスレツシヨル
ド（しきい値）として２値の信号に変換するか、
または位相検波器DET１およびDET３の入力で
２値に変換することにより、乗算回路をデイジタ
ル回路で実現する方法が一般に使われる。２値の
信号に対してはEX−OR回路を乗算回路として
使うことができる。この方法による乗算回路８か
らVCO６までの回路を詳しく示したのが第２図
である。
ンド信号の乗算を行うものであるため、通常のア
ナログ回路では安定な回路を作り難い。そのため
LPF２およびLPF４の出力でOVをスレツシヨル
ド（しきい値）として２値の信号に変換するか、
または位相検波器DET１およびDET３の入力で
２値に変換することにより、乗算回路をデイジタ
ル回路で実現する方法が一般に使われる。２値の
信号に対してはEX−OR回路を乗算回路として
使うことができる。この方法による乗算回路８か
らVCO６までの回路を詳しく示したのが第２図
である。
第２図において１６と１７は第１図の乗算回路
９の入力であるそれぞれ同相分と直交成分の２値
化された信号であり、１８は乗算回路９の働きを
するEX−OR回路、１９は乗算回路８の働きを
するEX−OR回路、２０はクロツク入力、抵抗
Ｒ１およびＲ２とコンデンサＣ１で構成した回路
２１はFL７に相当するループフイルタ、２２は
１９からの出力の直流分を補償するための電圧シ
フトと直流電圧増幅を兼ねた直流増幅器、２３は
VCO６と同じVCOである。
９の入力であるそれぞれ同相分と直交成分の２値
化された信号であり、１８は乗算回路９の働きを
するEX−OR回路、１９は乗算回路８の働きを
するEX−OR回路、２０はクロツク入力、抵抗
Ｒ１およびＲ２とコンデンサＣ１で構成した回路
２１はFL７に相当するループフイルタ、２２は
１９からの出力の直流分を補償するための電圧シ
フトと直流電圧増幅を兼ねた直流増幅器、２３は
VCO６と同じVCOである。
第３図は第２図の各部波形のタイムチヤートで
ある。ａは入力信号の位相（すなわちVCOの出
力との位相差）を最上段に２値で示した変調デー
タ（第１図の１５と同じ）と共に示したもの、ｂ
は入力１６、ｃは入力１７、ｄはEX−OR回路
１８の出力、ｅはクロツク２０、ｆはEX−OR
回路１９の出力をそれぞれ示している。
ある。ａは入力信号の位相（すなわちVCOの出
力との位相差）を最上段に２値で示した変調デー
タ（第１図の１５と同じ）と共に示したもの、ｂ
は入力１６、ｃは入力１７、ｄはEX−OR回路
１８の出力、ｅはクロツク２０、ｆはEX−OR
回路１９の出力をそれぞれ示している。
これらの波形において実線はVCOの出力が入
力の搬送波の位相に一致した状態を示し、破線は
位相がずれている状態の一列を示している。
力の搬送波の位相に一致した状態を示し、破線は
位相がずれている状態の一列を示している。
ｂは第１図の回路および前記の説明からわかる
ように、入力とVCO６との位相差が０〜πradの
ときＨレベルに、その他のときはＬレベルにな
り、ｃは位相差が−π／２〜π／２のきＨレベル
に、その他のときにはＬレベルになる。クロツク
２０は第３図ｅで示されるタイミングになるよう
に第１図のタイミング同期回路１３で同期がとら
れる。ｄとｆが第３図のようになることはEX−
OR回路の理論から明らかである。ｆに示されて
いるように同期がとられている状態では１９の出
力波形の低周波成分（平均電圧）はＨレベルの電
圧とＬレベルの電圧との平均値になるが、位相誤
差があるとその位相差によつて低周波成分はＨレ
ベルまたはＬレベルに片寄る。従つてこれをルー
プフイルタに通し直流増幅器でVCO２３の周波
数制御入力の中心電圧に合うように電圧シフトし
てVCO２３に入力してやれば位相同期が行われ
る。しかし第２図に示す回路は乗算回路をデイジ
タル回路によつて実現できるため簡易であるとい
う利点があるが、その反面同期状態のループフイ
ルタ２１への入力電圧（低周波成分）がデイジタ
ル回路のＨレベルとＬレベルの平均値であり、
OVではないという欠点がある。つぎにこの欠点
について更に詳しく説明する。
ように、入力とVCO６との位相差が０〜πradの
ときＨレベルに、その他のときはＬレベルにな
り、ｃは位相差が−π／２〜π／２のきＨレベル
に、その他のときにはＬレベルになる。クロツク
２０は第３図ｅで示されるタイミングになるよう
に第１図のタイミング同期回路１３で同期がとら
れる。ｄとｆが第３図のようになることはEX−
OR回路の理論から明らかである。ｆに示されて
いるように同期がとられている状態では１９の出
力波形の低周波成分（平均電圧）はＨレベルの電
圧とＬレベルの電圧との平均値になるが、位相誤
差があるとその位相差によつて低周波成分はＨレ
ベルまたはＬレベルに片寄る。従つてこれをルー
プフイルタに通し直流増幅器でVCO２３の周波
数制御入力の中心電圧に合うように電圧シフトし
てVCO２３に入力してやれば位相同期が行われ
る。しかし第２図に示す回路は乗算回路をデイジ
タル回路によつて実現できるため簡易であるとい
う利点があるが、その反面同期状態のループフイ
ルタ２１への入力電圧（低周波成分）がデイジタ
ル回路のＨレベルとＬレベルの平均値であり、
OVではないという欠点がある。つぎにこの欠点
について更に詳しく説明する。
前記のように位相差検出回路（第２図の１８と
１９は２入力１６と１７の位相差検出回路を構成
する。）の出力の同期状態での平均電圧がＨレベ
ルとＬレベルの平均値にあると次のような不具合
が生じる。
１９は２入力１６と１７の位相差検出回路を構成
する。）の出力の同期状態での平均電圧がＨレベ
ルとＬレベルの平均値にあると次のような不具合
が生じる。
(1) デイジタル回路（たとえばTTL回路）のＨ
レベルは電源電圧によつて変化する。そのため
回路の動作は電源電圧の変動や電源回路の雑音
の影響などを受け易く、同期が不安定となつた
り再生搬送波のジツタが多くなる。
レベルは電源電圧によつて変化する。そのため
回路の動作は電源電圧の変動や電源回路の雑音
の影響などを受け易く、同期が不安定となつた
り再生搬送波のジツタが多くなる。
(2) 位相同期回路のループ利得を大きくしたい場
合、第２図のように位相差検出出力を直流増幅
する必要があるが、この場合前記平均電圧の
OVからのずれを補正する電圧シフトを行う必
要があり、これも(1)と同様に同期動作を不安定
にする要因となる。そのためループ利得を大き
くしにくい。
合、第２図のように位相差検出出力を直流増幅
する必要があるが、この場合前記平均電圧の
OVからのずれを補正する電圧シフトを行う必
要があり、これも(1)と同様に同期動作を不安定
にする要因となる。そのためループ利得を大き
くしにくい。
（発明の具体的な目的）
本発明は従来回路の前記のような欠点を解消す
るため、同期状態における位相差検出回路の出力
電圧（平均電圧）がOVを中心に変化するような
位相差検出回路を提供するものである。
るため、同期状態における位相差検出回路の出力
電圧（平均電圧）がOVを中心に変化するような
位相差検出回路を提供するものである。
（発明の構成とその動作）
第４図は本発明による位相差検出回路を含む第
２図の改良回路である。第４図において２１，２
２，２３は第２図と同じループフイルタ、直流増
幅器、VCOで、その他は位相差検出回路を構成
する。１６，１７，１８，２０も第２図と同じ同
相成分入力、直交成分入力、EX−OR回路、ク
ロツク入力をそれぞれ表している。２４はクロツ
クのバツフアゲート、２５は演算増幅器、２６は
アナログスイツチで、演算増幅器２５の正相入力
端子を接地と短絡したり、開放したりすることを
EX−OR回路１８からの入力によつて行う。抵
抗Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６とする。
２図の改良回路である。第４図において２１，２
２，２３は第２図と同じループフイルタ、直流増
幅器、VCOで、その他は位相差検出回路を構成
する。１６，１７，１８，２０も第２図と同じ同
相成分入力、直交成分入力、EX−OR回路、ク
ロツク入力をそれぞれ表している。２４はクロツ
クのバツフアゲート、２５は演算増幅器、２６は
アナログスイツチで、演算増幅器２５の正相入力
端子を接地と短絡したり、開放したりすることを
EX−OR回路１８からの入力によつて行う。抵
抗Ｒ４＝Ｒ５＝Ｒ６とする。
次に第４図の回路の動作を説明する。クロツク
２０はバツフアゲート２４を通つた後コンデンサ
Ｃ２を経て抵抗Ｒ３に供給される。クロツク２０
は第３図ｅに示すようにデユーテイ50％の矩形波
の繰返しであるから、コンデンサＣ２で直流分は
遮断されて抵抗Ｒ３に加えられる波形は平均電圧
OVで正負の電圧値が等しい矩形波になる。次に
スイツチ２６が閉じて接地に短絡してる場合に
は、演算増幅器２５は正相入力がOVとなるから
Ｒ５＝Ｒ６のため利得１の反転増幅器として動作
する。反対にスイツチ２６が接地から開放されて
いる場合には、演算増幅器２５は正相入力がＲ３
の端子電圧と同電圧となるから利得１の同相増幅
器として動作する。以上から演算増幅器２５，ア
ナログスイツチ２６およびＣ２，Ｒ３〜Ｒ６で構
成される回路は乗算回路として動作し、その出力
には第３図ｆと同様の波形で、しかも同期状態で
の直流分がOVとなる出力が得られる。従つてこ
の場合は直流増幅器２２で電圧シフトを行う必要
がなく、安定な位相差検出出力が得られる。
２０はバツフアゲート２４を通つた後コンデンサ
Ｃ２を経て抵抗Ｒ３に供給される。クロツク２０
は第３図ｅに示すようにデユーテイ50％の矩形波
の繰返しであるから、コンデンサＣ２で直流分は
遮断されて抵抗Ｒ３に加えられる波形は平均電圧
OVで正負の電圧値が等しい矩形波になる。次に
スイツチ２６が閉じて接地に短絡してる場合に
は、演算増幅器２５は正相入力がOVとなるから
Ｒ５＝Ｒ６のため利得１の反転増幅器として動作
する。反対にスイツチ２６が接地から開放されて
いる場合には、演算増幅器２５は正相入力がＲ３
の端子電圧と同電圧となるから利得１の同相増幅
器として動作する。以上から演算増幅器２５，ア
ナログスイツチ２６およびＣ２，Ｒ３〜Ｒ６で構
成される回路は乗算回路として動作し、その出力
には第３図ｆと同様の波形で、しかも同期状態で
の直流分がOVとなる出力が得られる。従つてこ
の場合は直流増幅器２２で電圧シフトを行う必要
がなく、安定な位相差検出出力が得られる。
なお電源電圧の変動があつてもコンデンサＣ２
による直流遮断によつて抵抗Ｒ３の端子電圧は正
負の電圧が等しい平均電圧０の波形となり、EX
−ORゲート１８の出力はアナログスイツチ２６
の開閉に使われるだけであるから、位相差検出出
力は電源電圧による変動がなく安定に保たれる。
による直流遮断によつて抵抗Ｒ３の端子電圧は正
負の電圧が等しい平均電圧０の波形となり、EX
−ORゲート１８の出力はアナログスイツチ２６
の開閉に使われるだけであるから、位相差検出出
力は電源電圧による変動がなく安定に保たれる。
（発明の効果）
本発明を実施した同期検波回路をMSK信号等
の復調回路に使用することによつて次の効果が得
られ、安定なジツタの少ない同期検波回路が実現
できる。
の復調回路に使用することによつて次の効果が得
られ、安定なジツタの少ない同期検波回路が実現
できる。
イ） 回路の同期状態の出力電圧がOVになるか
ら回路を構成する各素子、特にVCOや直流増
幅器の設計の自由度が増すこと。
ら回路を構成する各素子、特にVCOや直流増
幅器の設計の自由度が増すこと。
ロ） 回路の同期状態の出力電圧がOVであつて
電源電圧の変動および回路、素子の出力電圧の
レベル変動の影響を受けないこと。
電源電圧の変動および回路、素子の出力電圧の
レベル変動の影響を受けないこと。
（参考文献）
(1) 室田、平出：「デイジタル移動通信用GMSK
変調方式」研究実用化報告第32巻第６号（1983
年）日本電信電話公社。
変調方式」研究実用化報告第32巻第６号（1983
年）日本電信電話公社。
第１図は同期検波回路の原理的な構成例図、第
２図は第１図中の一部の具体的な回路構成例図、
第３図は第２図の各部波形例図、第４図は本発明
を実施した場合の第２図の回路の改良構成例図で
ある。 １，３……位相検波器、２，４……LPF、５
……90゜位相シフタ、６，２３……電圧制御発振
器（VCO）、７……ループフイルタ、８，９……
乗算器、１０，１１……判定回路（DEC）、１
２，１８，１９……排他的論理和回路（EX−
ORゲート）、１３……タイミング同期回路（ク
ロツク発生回路）、１４……入力信号、１５……
復調出力、１６，１７……LPF２，LPF４の各
出力で１８の入力、２１……ループフイルタ、２
２……直流増幅器、２４……クロツクのバツフア
ゲート。
２図は第１図中の一部の具体的な回路構成例図、
第３図は第２図の各部波形例図、第４図は本発明
を実施した場合の第２図の回路の改良構成例図で
ある。 １，３……位相検波器、２，４……LPF、５
……90゜位相シフタ、６，２３……電圧制御発振
器（VCO）、７……ループフイルタ、８，９……
乗算器、１０，１１……判定回路（DEC）、１
２，１８，１９……排他的論理和回路（EX−
ORゲート）、１３……タイミング同期回路（ク
ロツク発生回路）、１４……入力信号、１５……
復調出力、１６，１７……LPF２，LPF４の各
出力で１８の入力、２１……ループフイルタ、２
２……直流増幅器、２４……クロツクのバツフア
ゲート。
Claims (1)
- １ 入力デイジタル信号と電圧制御発振器の同相
出力および直交位相出力との検波出力をそれぞれ
発生する２つの位相検波器、前記２つの検波出力
を乗算する第１の乗算回路、前記第１乗算回路の
出力とクロツクとの乗算を行う第２の乗算回路、
ループフイルタおよび直流増幅器で構成され、前
記第２の乗算回路の出力を前記ループフイルタお
よび前記直流増幅器に通じて前記電圧制御発振器
の周波数制御電圧として与えるMSK信号の同期
検波回路において、前記第２の乗算回路を前記第
１の乗算回路の出力信号によつて開閉されるアナ
ログスイツチと、直流分をコンデンサによつて阻
止された前記クロツクを一方の入力としかつ前記
アナログスイツチの開、閉に応じてそれぞれ同相
増幅器および反転増幅器に切替わる演算増幅器に
て構成したことを特徴とするMSK系信号の同期
検波回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61064936A JPS62222744A (ja) | 1986-03-25 | 1986-03-25 | Ｍｓｋ系信号の同期検波回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61064936A JPS62222744A (ja) | 1986-03-25 | 1986-03-25 | Ｍｓｋ系信号の同期検波回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62222744A JPS62222744A (ja) | 1987-09-30 |
| JPH0219664B2 true JPH0219664B2 (ja) | 1990-05-02 |
Family
ID=13272412
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61064936A Granted JPS62222744A (ja) | 1986-03-25 | 1986-03-25 | Ｍｓｋ系信号の同期検波回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62222744A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2553643B2 (ja) * | 1988-07-06 | 1996-11-13 | 松下電器産業株式会社 | キャリア同期装置 |
| JP2579243B2 (ja) * | 1990-11-07 | 1997-02-05 | シャープ株式会社 | 復調装置 |
| JP6325942B2 (ja) * | 2014-08-07 | 2018-05-16 | 株式会社東芝 | 無線通信装置および集積回路 |
-
1986
- 1986-03-25 JP JP61064936A patent/JPS62222744A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62222744A (ja) | 1987-09-30 |
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