JPH02202375A

JPH02202375A - 電力用半導体モジュール

Info

Publication number: JPH02202375A
Application number: JP1021685A
Authority: JP
Inventors: Ikunori Takada; 高田　育紀
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-01-31
Filing date: 1989-01-31
Publication date: 1990-08-10
Anticipated expiration: 2010-11-15
Also published as: JPH07108098B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕この発明は、インバータ回路やチョッパ回路などの電力
変換回路に使用される電力用半導体モジュールに関する
ものである。

〔従来の技術〕

近年、電力変換装置に使用される主要素子は、オン機能
しか持たないかってのサイリスタからオン機能およびオ
フ機能の両方を持つＧＴＯ，バイポーラ・トランジスタ
、＜Ｇａｒ、　Ｂｔ・ＭＯＳトランジスタなどの自己消
弧形半導体素子に取って替わられている。この自己消弧
形半導体素子はサイリスタよりも動作速度が速いので、
これを主要素子として使用した電力変換装置の場合、電
力変換効率を上げることができ部品構成も簡単になるば
かりでなく、動作シーケンスも単純化できる。

第４図は典型的な電力変換装置の一例である単相ブリッ
ジ電圧型ＰＷＭインバータの基本的な動作原理を示す回
路図である。同図において、スイッチＡ、Ｂ、Ｃ，Ｄは
それぞれ上記した自己消弧型半導体素子である例えばバ
イポーラ・トランジスタにフライホイール・ダイオード
を逆並列に接続して構成されており、スイッチＡ、Ｂの
直列回路とスイッチＣ２Ｄの直列回路を並列に接続し、
その並列回路の両端子間に定電圧電源■を接続するとと
もに、スイッチＡ、Ｂの接続点とスイッチＣ１Ｄの接続
点との間にインダクタンスＬが接続されている。スイッ
チＡ、ＤおよびスイッチＢ。

Ｃはそれぞれ対になってオン・オフ動作する。すなわち
スイッチＡのトランジスタがオン・オフするときスイッ
チＤのトランジスタもオン・オフとなり、またスイッチ
Ｂのトランジスタがオン・オフするときスイッチＣのト
ランジスタもオン・オフとなるように各トランジスタは
制御される。

第５図は上記インバータの動作を示すタイミングチャー
トであり、そのうち第５図（１）は上記各スイッチＡ−
Ｄのオン・オフ動作を制御する制御信号の波形（変調波
ａ、信号波ｂ１．ｂ２）を示し、第５図（２）は信号波
が高電圧時の出力電圧Ｅｏｕｔの波形を示し、第５図（
３）は信号波が低電圧時の出力電圧Ｅ。ｕｔの波形を示
している。第５図（１）に示す変調波ａのレベルが信号
波ｂｌ、ｂ２のレベルよりも低い区間（例えば第５図（
２）、　（３）に示すｔｌ、ｔ２の区間）ではスイッチ
Ａ、Ｄのトランジスタのベースにオン信号が与えられ、
変調波ａのレベルが信号波ｂ１．ｂ２のレベルよりも高
い区間（例えば第５図（２）　、　（３）に示すｔ３゜
ｔ４の区間）ではスイッチＢ、Ｃのトランジスタのベー
スにオン信号が与えられている。信号波ｂ１の場合のよ
うにその振幅が大きいときには、第５図（２）の点線に
示すようにインバータの出力電力が大きくなり、信号波
ｂ２の場合のようにその振幅が小さいときには、第５図
（３）の点線に示すようにインバータの出力電力が小さ
くなる。またインバータ出力の周波数は信号波ｂ１．ｂ
２の周波数に対応する。

ところで、第４図に示すインバータ回路において、例え
ばスイッチＡ、Ｄのトランジスタがオンして矢印■で示
す負荷電流が流れている状態から、一定の休止期間を経
てスイッチＡ、Ｄのトランジスタがオフに切り替わる一
方、スイッチＢ、Ｃのトランジスタにオン信号が与えら
れたとする。このとき、インダクタンスしに流れていた
矢印■方向の電流が減少するので、インダクタンスＬに
逆起電力が生じ、矢印■で示すような環流電流が流れる
。この環流電流はスイッチＢ、Ｃにおいて、それらのト
ランジスタに逆並列に接続されたフライホイール・ダイ
オードを通じて流れるので、スイッチＢ、Ｃのトランジ
スタには通常の動作時と逆方向の電圧が印加される。し
たがって、この期間はスイッチＢ、Ｃのトランジスタの
通常のオン動作を期待できないが、それにもかかわらず
これらのトランジスタに対してオン信号が入力される状
態となっている（このような状態を、以下「空打ちモー
ド」と呼ぶ）。スイッチＢ、Ｃのトランジスタにオン信
号が与えられる期間が第５図（２）に示す区間ｔ５のよ
うにごく短い場合には、スイッチＢ、Ｃのトランジスタ
がオンしても上述した環流電流のため第４図に示す矢印
■の負荷電流は流れず「空打ちモード」のみが生じる。

スイッチＢ、Ｃのトランジスタにオン信号が与えられる
期間が短くない場合にも、「空打ちモード」を経て、ス
イッチＢ、Ｃのトランジスタは定常状態になる。

一方、スイッチＡ、Ｄのトランジスタに再びオン信号が
与えられるとき、これらのトランジスタはオフ時に保持
していた電圧（電源電圧）を保持したままオン動作に移
る。このとき、スイッチＢ。

Ｃのトランジスタにオン信号が与えられていた期間がご
く短かった場合には、スイッチＡのトランジスタと、ス
イッチ８のトランジスタに逆並列に接続されたフライホ
イール・ダイオードを通じて大電流が流れる。同様に、
スイッチＣのトランジスタと、スイッチＤのトランジス
タに逆並列に接続されたフライホイール・ダイオードを
通じて大電流が流れる。なぜなら、少なくともこの段階
の直前までスイッチＢ、Ｃのフライホイール・ダイオー
ドには還流電流が流れていたため、これらのフライホイ
ール・ダイオードの内部に蓄積された電荷が取り去られ
るまでの間は、フライホイール・ダイオードは短絡状態
にあると見做されるからである。これらフライホイール
・ダイオードが短絡状態となっている期間の最後に、そ
れまでスイッチＡ、Ｄのトランジスタが保持していた電
圧は、替ってスイッチＢ、Ｃのトランジスタによって保
持されることになり、この電圧の分担の切替わりは一般
的に撞く短時間のうちに起る。

以上の動作において、スイッチＡ、Ｄのトランジスタで
は、ｌ！ｍ電圧を保持したままで大電流が流されること
から、これらのトランジスタにおいて破壊が生じ易いこ
とが予測される。このモードのトランジスタの安全作動
領域は、「短路ＳＯ△」という指標で示される。

ところが実際には、「空打ちモード」の動作が行われる
スイッチＢ、Ｃ側のトランジスタの方の破壊がはるかに
起り易いことが経験的に知られている。また、このとき
スイッチＢ、Ｃ側のトランジスタのベース駆動において
、順方向ベース電流が大きい場合の方がより破壊し易い
ことも経験的に知られている。

なお、スイッチＢ、Ｃのトランジスタがオンし、矢印■
の負荷電流が流れていたとき、スイッチ△。

Ｄのトランジスタにオン信号が与えられた場合、「空打
ちモード」はスイッチＡ、ｔ）のトランジスタに生じ、
大電流は、スイッチＢ、Ｃのトランジスタに流れる。

上記した「空打ちモード」に対応するトランジスタの破
壊耐量を改善する対策として、トランジスタのマージン
を大きくしたり、ベース駆動回路に必要以上のベース電
流を流さないようにする回路を付加するなどの経験的対
応が行われていた。

なお、上記した「空打ちモード］の動作の解析はこれま
で十分なされていないが、以下のようなメカニズムが働
いていると予想されている。

すなわち、「空打ちモード」の動作では、トランジスタ
にコレクタ電流が流れなくても、与えられる順方向ベー
ス電流によってトランジスタ内部にわずかではあるが電
荷の存在する状態が出現するく少なくとも、トランジス
タが典型的にオンしたと見做せる飽和状態では、与えら
れた順方向ベース電流はベースからコレクタへと流れる
）。このトランジスタに逆並列に接続されているフライ
ホイール・ダイオードが短絡状態を呈する期間の最後に
おいては、上述したように、このような内部状態のトラ
ンジスタに電源電圧に相当する高電圧が極く短時間に印
加されることになる。このように内部に電荷を保有する
トランジスタに、電圧が急峻に印加される状況は一般的
にトランジスタの安定動作にとってはなはだ良くないと
いうことが、参考文献＜１１．Ｎ１５ｈｉｕａ＋ｉ　ｅ
ｔ　ａｌ、”ｔｌｉｇｈ　ＶｏｌｔａａｅＨｉａｈ　Ｐ
ｏｗｅｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　Ｍｏｄｕｌｅｓ　ｆ
ｏｒ　４４０Ｖ　ＡＣＬｉｎｅ　Ｖｏ目ａｇｅ　Ｉｎｖ
ｅｒｔｅｒ　Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ”　Ｃｏｎｆｅｒ
ｅｎｃｅｒｅｃｏｒｄ　ｏｆ　ＩＰＥＣＴｏｋｙｏ°８
３〉によっても知られているところである。

このような「空打ちモード］のメカニズムを考慮して、
第６図に示すように「空打ちモード」を起さないベース
駆動回路の構成も、トランジスタ破壊耐量を改善する１
つの対策として提案されている。第６図において、２つ
のＮＰＮトランジスタＱ１．Ｑ２はダーリントン接続さ
れており、ＮＰＮトランジスタＱ１のコレクタ・エミッ
タ間にフライホイール・ダイオードＤが逆並列に接続さ
れている。ＮＰＮトランジスタＱ１．Ｑ２のコレクタ側
の電路には逆方向電流（還流電流）を検出する電流検出
コイル１が挿入され、この電流検出コイル１の検出出力
が逆方向電流を示す間はベース・アンプＡＭＰを非活性
化し、ＮＰＮトランジスタＱ２に対して順方向ベース電
流を流さない構成とされている。

〔発明が解決しようとする課題〕

しかしながら、上述したようにトランジスタのマージン
を大きくしたり、ベース駆動回路に必要以上のベース電
流を流さないようにする回路を付加するなどの対策では
、コストが増大してしまうという問題点があった。

また、電流検出コイル１を用いる方法では、電流検出コ
イル１として主電流を流し得る大きざのものが必要とな
り、トランジスタごとにそのような大きなコイルを接続
するのに手間がかかるとともにコストも増大するなどの
問題点を有する。

この発明は、このような問題点を解決するためになされ
たもので、構成が簡単で自己消弧形半導体素子の破壊耐
量を改善することのできる電力用半導体モジュールを得
ることを目的とする。

〔課題を解決するための手段〕

この発明に係る電力用半導体モジュールは、自己消弧形
半導体素子と、この自己消弧形半導体素子に逆並列に接
続されて自己消弧形半導体素子の導通方向とは逆方向の
還流電流を流すフライホイール・ダイオードとを含むも
のであって、第２のダイオードとシャント抵抗との直列
回路からなる分路を上記フライホイール・ダイオードに
並列に接続して、シャント抵抗の端子間電圧の極性から
還流電流の有無を検出するようにしたものである。

〔作用〕

この発明においては、還流電流が流れているときシャン
ト抵抗の端子間電圧は逆極性になるので、この極性の間
、自己消弧形半導体素子へオン信号を与えないように制
御することによって、還流電流に起因する自己消弧形半
導体素子の破壊が防止される。

〔実施例〕

第１図はこの発明による電力用半導体モジュールの一実
施例を示す回路図である。この電力用半導体モジュール
は、例えば上述した第４図に示すインバータ回路のスイ
ッチとして使用される回路であって、自己消弧形半導体
素子であるＮＰＮトランジスタＱ３に対して、逆並列に
還流電流を流すためのフライホイール・ダイオードＤ１
が接続されるとともに、上記フライホイール・ダイオー
ドＤ１と基本的な電気的特性がほぼ同等で寸法が小さい
第２のダイオードＤ２とシャント抵抗Ｒ８とからなる直
列回路をフライホイール・ダイオードＤ１に対して並列
に接続し、シャント抵抗Ｒ８とダイオードＤ２の接続点
からシャント抵抗Ｒ３の端子間電圧の極性を検出するた
めの検出用端子Ｔを引き出したものである。

第２図は上記電力用半導体モジュールのフライホイール
・ダイオードＤ１と第２のダイオードＤ２とを１つのチ
ップ上に形成した例を示す断面図である。このように、
同一チップ上に２つのダイオードＤＩ、Ｄ２を形成する
ことによって、電気特性が同じで寸法の異なるダイオー
ドＤ１．Ｄ２を容易に得ることができる。第２のダイオ
ードＤ２に直列に接続されるシャント抵抗Ｒ８について
も、ダイオードＤ１．Ｄ２と同じチップ上に従来より周
知の技術によって容易に形成することができる。第２図
において、２はダイオードｏｉ、。

２に共通の裏面電極である。

この電力用半導体モジュールでは、還流電流がフライホ
イール・ダイオードＤ１を流れるとき、このフライホイ
ール・ダイオードＤ１と第２のダイオ゛−ドＤ２の面積
化に相当する電流が還流電流から分岐してダイオードＤ
２、シャント抵抗Ｒ３の直列回路からなる分路に分流さ
れ、シャント抵抗Ｒ５の端子間電圧は逆極性となる。し
たがって、検出用端子Ｔから検出されるこの逆極性の検
出出力に基づき、この間ＮＰＮトランジスタＱ３のベー
スに順方向ベース電流を与えないように制御することに
よって、「空打ちモード」が生じることを防ぎ、還流電
流に起因するＮＰＮｔ−ランジスタＱ３つまり自己消弧
形半導体素子の破壊が防止されることになる。

なお、上記した第２のダイオードＤ２は還流電流を検出
するためのセンサとして働くものであり、その逆回復時
間が短い方が主能動素子であるＮＰＮトランジスタＱ３
に与える影響を小さくできるので好ましい。このような
逆回復時間の制御は、ダイオードＤＩ、Ｄ２を同じチッ
プ上に形成する場合でも別々のチップに分けて形成する
場合でも、−殻内なライフタイム制御技術を用いること
によって容易に行うことができる。

また、近年、電力用半導体素子の高機能化に伴って、モ
ジュール内部に駆動回路を取り込む構成のものが試みら
れているが、この実施例の電力用半導体モジュールは上
述したように同一チップ上へのダイオードＤｉ、Ｄ２、
シャント抵抗Ｒ８の形成が容易なことから、駆動回路も
同じチップ上に形成するといった構成を容易に実現する
ことができる。

なお、上記実施例では自己消弧形半導体素子として１つ
のＮＰＮｔ−ランジスタＱ３を用いた場合について説明
したが、ダーリントン・トランジスタを用いても同様の
動作を行わせることができる。

また、カソード・ショートのＧＴＯやコレクタ・ショー
トのＩＧＢＴを自己消弧形半導体素子として用いる場合
にも、これらの自己消弧形半導体素子には通常動作と逆
の方向に主電圧が印加されている状態でオン信号が与え
られると、トランジスタの場合と同様に通常時と逆の方
向に主電流を流す機能があるので、これらの自己消弧形
半導体素子に対して本実滴例と同様の構成を適用するこ
とによって、上述した場合と同様の動作を行わせること
ができる。

さらに、第３図に示すように、バイポーラ・トランジス
タＱ４の前段にＭＯＳトランジスタＱ５がダーリントン
・トランジスと同様にカスコード接続されたＢ１・ＭＯ
８素子の場合には、前段のＭＯＳトランジスタＱ５がそ
の内蔵ダイオードの働きによってゲート信号に関係なく
逆方向に電流を流す機能を持つほか、このＭＯＳトラン
ジスタＱ５にはバイポーラ・トランジスタが本質的に寄
生していることが知られている。一方、この８１・ＭＯ
３素子の後段のバイポーラ・トランジスタＱ４のベース
・エミッタ間には抵抗Ｒが接続されているため、このＢ
　ｉ　−ＭＯ８素子を電力用半導体モジュールの自己消
弧形半導体素子として用いる場合、「空打ちモード」の
動作時にわずかではあるが、前段のＭＯＳトランジスタ
Ｑ５に通常と逆の方向の電流が流れることになり、Ｂｉ
−ＭＯ８素子以外の上述した他の素子では「空打ちモー
ド」の動作時にオフ信号を与えると、素子内部への電荷
の流入が抑えられるのと状況が多少異なってくる。すな
わち、Ｂｉ−ＭＯ８素子では素子内部への電荷の流入を
積極的に抑えることはできない。しかし、このＢ１・Ｍ
Ｏ８素子の場合でも、還＠電流の検出期間の間に、後段
のバイポーラ・トランジスタ０４にオフ信号を送ること
はできるわけで、少なくとも主トランジスタである後段
のバイポーラ・トランジスタＱ４の動作を阻止すること
は可能となり、この場合も破壊に結び付くような大電流
動作を抑えることができる。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、シャント抵抗の端子
間電圧が逆極性となる期間を還流電流が流れている期間
として検出し、この期間の間、自己消弧形半導体素子へ
オン信号を与えないようにυノ御するようにしたので、
簡単な構成によって還流電流に起因する自己消弧形半導
体素子の破壊を防止することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明による電力用半導体モジュールの一実
施例を示す回路図、第２図はその電力用半導体モジュー
ルにおけるフライホイール・ダイオードと第２のダイオ
ードとを同一チップ上に形成した構成を示す断面図、第
３図はその電力用半導体モジュールの自己消弧形半導体
素子として適用可能なり１−ＭＯ８素子の構成を示す回
路図、第４図は典型的な電力変換装置の一例の動作原理
を示す回路図、第５図はその電力変換装置の動作を示す
タイミングチャート、第６図は電力変換装置における自
己消弧形半導体素子の破壊耐量を改善するための回路構
成の提案例を示す回路図である。図において、Ｑ３はＮＰＮトランジスタ（自己消弧形半
導体素子）、Ｄｌはフライホイール・ダイオード、Ｄ２
は第２のダイオード、Ｒ８はシャント抵抗、王は検出用
端子である。なお、各図中同一符号は同一または相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）自己消弧形半導体素子と、この自己消弧形半導体
素子に逆並列に接続されて自己消弧形半導体素子の導通
方向とは逆方向の還流電流を流すフライホイール・ダイ
オードとを含む電力用半導体モジュールにおいて、第２のダイオードとシャント抵抗との直列回路からなる
分路を前記フライホイール・ダイオードに並列に接続し
て、シャント抵抗の端子間電圧の極性から前記還流電流
の有無を検出するようにしたことを特徴とする電力用半
導体モジュール。