JPH0221218B2 - - Google Patents
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- JPH0221218B2 JPH0221218B2 JP56117410A JP11741081A JPH0221218B2 JP H0221218 B2 JPH0221218 B2 JP H0221218B2 JP 56117410 A JP56117410 A JP 56117410A JP 11741081 A JP11741081 A JP 11741081A JP H0221218 B2 JPH0221218 B2 JP H0221218B2
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
- H02M5/271—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency from a three phase input voltage
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は、電源側からみた基本波力率が常に
１になるように制御することの出来る無効電力制
御形サイクロコンバータ装置に関する。
１になるように制御することの出来る無効電力制
御形サイクロコンバータ装置に関する。
サイクロコンバータは、一定周波数を持つた交
流電力を他の異なる周波数を持つた交流電力に直
接変換する装置であるが、その構成素子であるサ
イリスタを電源電圧によつて転流させるため、電
源から多くの無効電力をとる欠点がある。
流電力を他の異なる周波数を持つた交流電力に直
接変換する装置であるが、その構成素子であるサ
イリスタを電源電圧によつて転流させるため、電
源から多くの無効電力をとる欠点がある。
また、その無効電力は負荷側の周波数に同期し
て常に変動しているため、電源系統設備の容量を
増大させるだけでなく、同一系統に接続された電
気機器に種々の悪影響を及ぼす。そこで、このよ
うなサイクロコンバータの無効電力を補償する方
法として特願昭54−119122号が出願された。
て常に変動しているため、電源系統設備の容量を
増大させるだけでなく、同一系統に接続された電
気機器に種々の悪影響を及ぼす。そこで、このよ
うなサイクロコンバータの無効電力を補償する方
法として特願昭54−119122号が出願された。
第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図である。図中CCは循環電流式
サイクロコンバータ、SS−Ｐ及びSS−Ｎはその
正群及び負群コンバータ、LO1及びLO2は中間タツ
プ付直流リアクトル、LOADは負荷である。ま
たBUSは３相電線路、Ｃは△又はＹ接続された
進相コンデンサである。制御回路としては３相交
流電流を検出する変流器CTS、３相電源電圧を検
出する変成器PT、無効電力演算器VAR、制御補
償回路Ｈ（Ｓ）、負荷電流検出器CTL、正群コンバ
ータSS−Ｐの出力電流検出器CTP、負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電流検出器CTN、スイツチ回
路SW、シユミツト回路SH、比較器C1〜C5、演
算増幅器K0〜K3、位相制御回路PH−Ｐ，PH−
Ｎが用いられる。まず負荷電流制御の動作を説明
する。
ータ装置の構成図である。図中CCは循環電流式
サイクロコンバータ、SS−Ｐ及びSS−Ｎはその
正群及び負群コンバータ、LO1及びLO2は中間タツ
プ付直流リアクトル、LOADは負荷である。ま
たBUSは３相電線路、Ｃは△又はＹ接続された
進相コンデンサである。制御回路としては３相交
流電流を検出する変流器CTS、３相電源電圧を検
出する変成器PT、無効電力演算器VAR、制御補
償回路Ｈ（Ｓ）、負荷電流検出器CTL、正群コンバ
ータSS−Ｐの出力電流検出器CTP、負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電流検出器CTN、スイツチ回
路SW、シユミツト回路SH、比較器C1〜C5、演
算増幅器K0〜K3、位相制御回路PH−Ｐ，PH−
Ｎが用いられる。まず負荷電流制御の動作を説明
する。
負荷電流指令I* Lと実際に流れる負荷電流ILの検
出値を比較しその偏差ε3に比例した電圧をサイク
ロコンバータから発生するように位相制御回路
PH−Ｐ，PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出力位
相αPに対してPN−Ｎの出力位相αNはαN＝180゜−
αPの関係に保つように増幅器K2から反転回路K3
を介してPH−Ｎに入力される。すなわちSS−Ｐ
の出力電圧VP＝kvVS・cosαPとSS−Ｎの出力電
圧VN＝kvVS・cosαN＝kvVS・cos（180゜−αP）は
負荷端子でつり合つた状態で通常の運転が行なわ
れる。電流指令I* Lを正弦波状に変化させるとそれ
に応じて偏差ε3も変化し負荷に正弦波電流ILが流
れるように前記αP及びαNが制御される。この通
常の運転ではSS−Ｐの電圧とSS−Ｎの電圧は等
しくつり合つているため循環電流IOはほとんど流
れない。
出値を比較しその偏差ε3に比例した電圧をサイク
ロコンバータから発生するように位相制御回路
PH−Ｐ，PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出力位
相αPに対してPN−Ｎの出力位相αNはαN＝180゜−
αPの関係に保つように増幅器K2から反転回路K3
を介してPH−Ｎに入力される。すなわちSS−Ｐ
の出力電圧VP＝kvVS・cosαPとSS−Ｎの出力電
圧VN＝kvVS・cosαN＝kvVS・cos（180゜−αP）は
負荷端子でつり合つた状態で通常の運転が行なわ
れる。電流指令I* Lを正弦波状に変化させるとそれ
に応じて偏差ε3も変化し負荷に正弦波電流ILが流
れるように前記αP及びαNが制御される。この通
常の運転ではSS−Ｐの電圧とSS−Ｎの電圧は等
しくつり合つているため循環電流IOはほとんど流
れない。
次に循環電流IOの制御動作を説明する。
例えば正群コンバータSS−Ｐから負荷LOAD
に電流ILを供給している場合負群コンバータSS−
Ｎに流れる電流INは循環電流IOに他ならない。逆
に負群コンバータSS−Ｎから負荷LOADに電流
ILを供給しているときは正群コンバータSS−Ｐに
流れる電流IPが循環電流IOとなる。シユミツト回
路SHは負荷電流ILの方向を検出してスイツチ回
路SWのモードを切り替えるものでILが正方向の
場合SWはＮ側、ILが負方向の場合SWはＰ側に閉
じられる。すなわちサイクロコンバータCCの循
環電流IOを検出するものである。
に電流ILを供給している場合負群コンバータSS−
Ｎに流れる電流INは循環電流IOに他ならない。逆
に負群コンバータSS−Ｎから負荷LOADに電流
ILを供給しているときは正群コンバータSS−Ｐに
流れる電流IPが循環電流IOとなる。シユミツト回
路SHは負荷電流ILの方向を検出してスイツチ回
路SWのモードを切り替えるものでILが正方向の
場合SWはＮ側、ILが負方向の場合SWはＰ側に閉
じられる。すなわちサイクロコンバータCCの循
環電流IOを検出するものである。
一方電源端子には電流検出器CTS及び電圧検出
器PTが設置されVARによつてその無効電力Ｑが
演算される。無効電力の指令値Q*は通常零に設
定され比較器C1によつて偏差ε1が発生させられ
る。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は偏差ε1を零にするた
め通常積分要素が使われ、その出力I* Oが前記循環
電流IOの指令値となる。比較器C2によつて偏差ε2
＝I* O−IOをとり増幅器K1を介して比較器C4及びC5
に入力する。
器PTが設置されVARによつてその無効電力Ｑが
演算される。無効電力の指令値Q*は通常零に設
定され比較器C1によつて偏差ε1が発生させられ
る。制御補償回路Ｈ（Ｓ）は偏差ε1を零にするた
め通常積分要素が使われ、その出力I* Oが前記循環
電流IOの指令値となる。比較器C2によつて偏差ε2
＝I* O−IOをとり増幅器K1を介して比較器C4及びC5
に入力する。
従つてPH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε4及びε5は
各々次のようになる。ただしK3＝−１とする。
各々次のようになる。ただしK3＝−１とする。
ε4＝K2・ε3＋K1・ε2
ε5＝−K2・ε3＋K1・ε2
故にαN＝180゜−αPの関係はくずれK1・ε2に比例
した分だけSS−Ｐの出力電圧VPとSS−Ｎの出力
電圧VNとが不平衡になる。その差電圧が直流リ
アクトルLO1及びLO2に印加され循環電流IOが流れ
る。IOが指令値I* Oより流れすぎればε2が減少して
上記差電圧を小さくする。結果的にはIOはI* Oにな
るように制御される。
した分だけSS−Ｐの出力電圧VPとSS−Ｎの出力
電圧VNとが不平衡になる。その差電圧が直流リ
アクトルLO1及びLO2に印加され循環電流IOが流れ
る。IOが指令値I* Oより流れすぎればε2が減少して
上記差電圧を小さくする。結果的にはIOはI* Oにな
るように制御される。
第２図は第１図の電源の１相分の電圧VSと各
部の電流の関係を表わすベクトル図である。
部の電流の関係を表わすベクトル図である。
電源電圧VSに対して進相コンデンサＣにはIcap
なる一定の進み電流が流れる。いま正群コンバー
タSS−Ｐから負荷電流ILを供給しているモードを
考えると循環電流IOが流れることにより電源から
SS−ＰへICCPの電流がまた電源からSS−ＮへICCN
の電流が流れ込む。ICCPは負荷電流ILと循環電流
IOの和に比例した大きさで位相角αPとなりICCNは
循環電流IOに比例した大きさで位相角αN＝180゜−
αPとなる。厳密にはαNは前記K1・ε2に比例した
値だけ180゜−αPからずれるがそのずれは小さいの
でベクトル図ではαN＝180゜−αPとして説明する。
このベクトル図からわかるようにサイクロコンバ
ータの入力電流ICCの遅れ無効電流成分が進相コ
ンデンサＣの進み無効電流と等しくなるように循
環電流IOを制御してやれば電源から供給される電
流ISは電圧VSと同相になり基本波力率を１にして
運転ができる。このときの無効電流成分は次式を
満足している。
なる一定の進み電流が流れる。いま正群コンバー
タSS−Ｐから負荷電流ILを供給しているモードを
考えると循環電流IOが流れることにより電源から
SS−ＰへICCPの電流がまた電源からSS−ＮへICCN
の電流が流れ込む。ICCPは負荷電流ILと循環電流
IOの和に比例した大きさで位相角αPとなりICCNは
循環電流IOに比例した大きさで位相角αN＝180゜−
αPとなる。厳密にはαNは前記K1・ε2に比例した
値だけ180゜−αPからずれるがそのずれは小さいの
でベクトル図ではαN＝180゜−αPとして説明する。
このベクトル図からわかるようにサイクロコンバ
ータの入力電流ICCの遅れ無効電流成分が進相コ
ンデンサＣの進み無効電流と等しくなるように循
環電流IOを制御してやれば電源から供給される電
流ISは電圧VSと同相になり基本波力率を１にして
運転ができる。このときの無効電流成分は次式を
満足している。
Icap＝k1（IL＋IO）sinαP＋k1IOsinαN
＝K1（IL＋IO）sinαP＋k1IOsin（180゜＋α
P）＝k1（IL＋2IO）sinαP すなわち第１図において受電端の無効電力が進
みの場合Ｑは負となりε1は正となる。従つてI* Oも
正で循環電流IOを増加させる。また受電端の無効
電力が遅れの場合Ｑは正となりε1＝Q*−Ｑ＝−
Ｑとなる。従つてI* Oも負となり循環電流IOを減少
させる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）に積分要素を用い
るとε1＝０の制御ができQ*＝Ｑ＝０となる。
P）＝k1（IL＋2IO）sinαP すなわち第１図において受電端の無効電力が進
みの場合Ｑは負となりε1は正となる。従つてI* Oも
正で循環電流IOを増加させる。また受電端の無効
電力が遅れの場合Ｑは正となりε1＝Q*−Ｑ＝−
Ｑとなる。従つてI* Oも負となり循環電流IOを減少
させる。制御補償回路Ｈ（Ｓ）に積分要素を用い
るとε1＝０の制御ができQ*＝Ｑ＝０となる。
負群コンバータSS−Ｎから負荷LOADに電流
を供給するモードでも同様に制御でき負荷電流IL
の大きさ及び位相角αP及びαNが負荷側の出力周
波数に同期して変化してもそれに応じて循環電流
IOも変化し受電端の無効電力は零に保持される。
つまり電源側から見た基本波力率は常に１になつ
ている。
を供給するモードでも同様に制御でき負荷電流IL
の大きさ及び位相角αP及びαNが負荷側の出力周
波数に同期して変化してもそれに応じて循環電流
IOも変化し受電端の無効電力は零に保持される。
つまり電源側から見た基本波力率は常に１になつ
ている。
この従来の装置においては次のような問題点が
ある。すなわち無効電力制御の要点とも言うべき
循環電流IOを検出する手段として負荷電流ILの方
向を検出するシユミツト回路SH及び正群コンバ
ータSS−Ｐの出力電流IPの検出値と負群コンバー
タSS−Ｎの出力電流INの検出値を前記シユミツ
ト回路SHの出力信号に応じて切替えるスイツチ
回路SWを用いているためその切替え点のズレが
問題となり正確な無効電力制御を行なうことがで
きなかつた。
ある。すなわち無効電力制御の要点とも言うべき
循環電流IOを検出する手段として負荷電流ILの方
向を検出するシユミツト回路SH及び正群コンバ
ータSS−Ｐの出力電流IPの検出値と負群コンバー
タSS−Ｎの出力電流INの検出値を前記シユミツ
ト回路SHの出力信号に応じて切替えるスイツチ
回路SWを用いているためその切替え点のズレが
問題となり正確な無効電力制御を行なうことがで
きなかつた。
特に負荷電流ILの絶対値が小さくなつた場合そ
のリツプル分が相対的に大きくなり負荷電流ILの
方向を検出することが非常に困難となる。また、
そのリツプル分の影響を小さくするためにシユミ
ツト回路SHの前段にフイルタ回路を挿入すると、
フイルタ回路での時間遅れが前記切替え点のズレ
の増大を招き、やはり正確な無効電力制御が出来
ないという欠点を有していた。
のリツプル分が相対的に大きくなり負荷電流ILの
方向を検出することが非常に困難となる。また、
そのリツプル分の影響を小さくするためにシユミ
ツト回路SHの前段にフイルタ回路を挿入すると、
フイルタ回路での時間遅れが前記切替え点のズレ
の増大を招き、やはり正確な無効電力制御が出来
ないという欠点を有していた。
この発明の目的は、上述した切替え点のズレを
なくし、正確な無効電力制御を行なえるようにし
た無効電力制御形サイクロコンバータ装置を提供
するにある。
なくし、正確な無効電力制御を行なえるようにし
た無効電力制御形サイクロコンバータ装置を提供
するにある。
この発明では、サイクロコンバータの循環電流
IO及び負荷電流ILを間接的に制御することにより
上記目的を達成した。以下、この発明の実施例を
図面に基づいて詳細に説明する。
IO及び負荷電流ILを間接的に制御することにより
上記目的を達成した。以下、この発明の実施例を
図面に基づいて詳細に説明する。
第３図は、この発明の一実施例を示す無効電力
制御形サイクロコンバータ装置の構成図である。
TRは２次巻線を２つ有する三相電源トランス
で、各々の２次巻線はそれぞれ正群コンバータ
SS−Ｐ及び負群コンバータSS−Ｎに接続されて
いる。またLO1及びLO2は循環電流の脈動を抑制す
るための直流リアクトルで、その中間端子が負荷
LOADに接続されている。さらに３相電源の受
電端にはＹ接続あるいは△接続された進相コンデ
ンサＣが接続されている。
制御形サイクロコンバータ装置の構成図である。
TRは２次巻線を２つ有する三相電源トランス
で、各々の２次巻線はそれぞれ正群コンバータ
SS−Ｐ及び負群コンバータSS−Ｎに接続されて
いる。またLO1及びLO2は循環電流の脈動を抑制す
るための直流リアクトルで、その中間端子が負荷
LOADに接続されている。さらに３相電源の受
電端にはＹ接続あるいは△接続された進相コンデ
ンサＣが接続されている。
３相交流電源の受電端には電流検出用の変流器
CTS、電圧検出用の変成器PTが設置してあり、
両者の出力から無効電力演算器VARにより電源
の無効電力Ｑを計算している。無効電力Ｑは３相
各相の入力電流iSに相電圧VSを90゜ずらせた値
VS′を乗じ、それを３相分加えることによつて求
められる。無効電力の設定値Q*と無効電力の検
出値Ｑとを比較し、その偏差εq（＝Q*−Ｑ）を比
較器C1によつて発生させ、制御補償回路Ｈ（Ｓ）
を介して循環電流IOの指令値I* Oを出力する。制御
補償回路Ｈ（Ｓ）には通常偏差εqを零にするため
積分要素が使われる。
CTS、電圧検出用の変成器PTが設置してあり、
両者の出力から無効電力演算器VARにより電源
の無効電力Ｑを計算している。無効電力Ｑは３相
各相の入力電流iSに相電圧VSを90゜ずらせた値
VS′を乗じ、それを３相分加えることによつて求
められる。無効電力の設定値Q*と無効電力の検
出値Ｑとを比較し、その偏差εq（＝Q*−Ｑ）を比
較器C1によつて発生させ、制御補償回路Ｈ（Ｓ）
を介して循環電流IOの指令値I* Oを出力する。制御
補償回路Ｈ（Ｓ）には通常偏差εqを零にするため
積分要素が使われる。
一方負荷電流ILの指令値I* Lは、正弦波パターン
発生器PTGの出力信号sinωtと波高値指令Inとを
乗算器MLで乗じた。
発生器PTGの出力信号sinωtと波高値指令Inとを
乗算器MLで乗じた。
I* L＝In・sinωt ……(1)
によつて定められる。
D1は半波整流回路で、負荷電流指令値I* Lの正
側半波値I* LPを出力する。K1は反転回路で、半波
整流回路D2と合わせて、負荷電流指令値I* Lの負
側半波値を反転した値I* LNを出力する。
側半波値I* LPを出力する。K1は反転回路で、半波
整流回路D2と合わせて、負荷電流指令値I* Lの負
側半波値を反転した値I* LNを出力する。
A1及びA2は加算器で、それぞれ正群コンバー
タＳ−Ｐの出力電流IPの指令値I* P及び負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電流INの指令値I* Nを次式の如く
出力する。
タＳ−Ｐの出力電流IPの指令値I* P及び負群コンバ
ータSS−Ｎの出力電流INの指令値I* Nを次式の如く
出力する。
I* P＝I* LP＋I* O
I* N＝I* LN＋I* O ……(2)
比較器C2は正群出力電流の指令値I* Pと検出値IP
とを比較してその偏差εP（＝I* P−IP）を演算し増
幅器KPを介して正群コンバータの位相制御回路
PH−Ｐに入力する。
とを比較してその偏差εP（＝I* P−IP）を演算し増
幅器KPを介して正群コンバータの位相制御回路
PH−Ｐに入力する。
また、比較器C3は負群出力電流の指令値I* Nと検
出値INとを比較してその偏差εN（＝I* N−IN）を演算
し、増幅器KNを介して負群コンバータの位相制
御回路PH−Ｎに入力する。
出値INとを比較してその偏差εN（＝I* N−IN）を演算
し、増幅器KNを介して負群コンバータの位相制
御回路PH−Ｎに入力する。
CTP，CTNはそれぞれ正群コンバータ出力電流
IP及び負群コンバータ出力電流INを検出するため
の直流変流器である。
IP及び負群コンバータ出力電流INを検出するため
の直流変流器である。
次に第３図に示す無効電力制御形サイクロコン
バータ装置の動作について説明する。
バータ装置の動作について説明する。
正群コンバータ出力電流IP、負群コンバータ出
力電流IN、負荷電流IL及び循環電流IOの間には次
に示す関係式が成り立つている。
力電流IN、負荷電流IL及び循環電流IOの間には次
に示す関係式が成り立つている。
IP−IN＝IL ……(3)
IP＋IN＝2IO＋｜IL｜ ……(4)
ここで、前記に偏差εP及びεNが十分小さくなる
ように制御されている場合には、 IP≒I* P ……(5) IN≒I* N ……(6) となつているから、負荷電流IL及び循環電流IOは
式(2)，(3)，(4)，(5)，(6)から IL＝I* LP−I* LN ……(7) IO＝１／２｛2I* O＋I* LP＋I* LN −｜I* LP−I* LN｜｝ ……(8) と表わされる。
ように制御されている場合には、 IP≒I* P ……(5) IN≒I* N ……(6) となつているから、負荷電流IL及び循環電流IOは
式(2)，(3)，(4)，(5)，(6)から IL＝I* LP−I* LN ……(7) IO＝１／２｛2I* O＋I* LP＋I* LN −｜I* LP−I* LN｜｝ ……(8) と表わされる。
ここで、I* LNは前述したように、負荷電流指令
値I* Lの負側半波値の反転値であるから、 I* LP−I* LN＝I* L ……(9) が成立する。また、 I* LP＋I* LN＝｜I* L｜ ……(10) であるから、式(7)，(8)はそれぞれ I* L＝I* L ……(11) IO＝I* O ……(12) となる。従つて負荷電流ILとその指令値I* Lとが等
しく、かつ循環電流IOとその指令値I* Oとが等しく
なるように制御される。
値I* Lの負側半波値の反転値であるから、 I* LP−I* LN＝I* L ……(9) が成立する。また、 I* LP＋I* LN＝｜I* L｜ ……(10) であるから、式(7)，(8)はそれぞれ I* L＝I* L ……(11) IO＝I* O ……(12) となる。従つて負荷電流ILとその指令値I* Lとが等
しく、かつ循環電流IOとその指令値I* Oとが等しく
なるように制御される。
第４図は、上記した負荷電流指令値I* L、循環電
流指令値I* O、正群コンバータの出力電流指令値I* P
及び負群コンバータの出力電流指令値I* Nの関係を
図示した波形図である。
流指令値I* O、正群コンバータの出力電流指令値I* P
及び負群コンバータの出力電流指令値I* Nの関係を
図示した波形図である。
ここで、無効電力の指令値をQ*＝０に設定し
た場合には、受電端の基本波力率は１になるよう
に制御される。すなわち、進み力率となつた場合
には無効電力Ｑは負の値となるから循環電流の指
令値I* Oは増加し、その結果サイクロコンバータ
CCが消費する遅れ無効電力が増加し、無効電力
Ｑは零に落ちつく。逆に遅れ力率となつた場合に
は、無効電力Ｑは正の値となるから循環電流の指
令値I* Oは減少し、その結果サイクロコンバータ
CCが消費する遅れ無効電力が減少し、やはり無
効電力Ｑは零に落ちつく。なお、このとき進相コ
ンデンサＣに流れる電流Icapは一定値に保たれる。
た場合には、受電端の基本波力率は１になるよう
に制御される。すなわち、進み力率となつた場合
には無効電力Ｑは負の値となるから循環電流の指
令値I* Oは増加し、その結果サイクロコンバータ
CCが消費する遅れ無効電力が増加し、無効電力
Ｑは零に落ちつく。逆に遅れ力率となつた場合に
は、無効電力Ｑは正の値となるから循環電流の指
令値I* Oは減少し、その結果サイクロコンバータ
CCが消費する遅れ無効電力が減少し、やはり無
効電力Ｑは零に落ちつく。なお、このとき進相コ
ンデンサＣに流れる電流Icapは一定値に保たれる。
ところで、第３図の装置では、半波整流回路
D1，D2により負荷電流指令値I* Lを正群側と負群
側とに分割して処理するようにし、正群コンバー
タSS−Ｐ及び負群コンバータSS−Ｎの出力電流
を直接に制御する構成としてあるので、精度が向
上したものとなつている。
D1，D2により負荷電流指令値I* Lを正群側と負群
側とに分割して処理するようにし、正群コンバー
タSS−Ｐ及び負群コンバータSS−Ｎの出力電流
を直接に制御する構成としてあるので、精度が向
上したものとなつている。
つまり、負荷電流指令値I* Lを分割せずにそのま
ま処理し、循環電流IO制御後の信号とこの負荷電
流指令値I* Lとを加えて得られる信号により、正群
コンバータSS−Ｎの位相制御を行うようにした
のでは、負荷電流制御系（SS−Ｐ，SS−Ｎと
LOADとで形成されるループ）と循環電流制御
系（SS−ＰとSS−Ｎの間で形成されるループ）
との間で相互干渉が発生することになる。
ま処理し、循環電流IO制御後の信号とこの負荷電
流指令値I* Lとを加えて得られる信号により、正群
コンバータSS−Ｎの位相制御を行うようにした
のでは、負荷電流制御系（SS−Ｐ，SS−Ｎと
LOADとで形成されるループ）と循環電流制御
系（SS−ＰとSS−Ｎの間で形成されるループ）
との間で相互干渉が発生することになる。
これに対し、第３図の装置では、例えば、負荷
電流指令値I* Lから位相角αP（αN）に至るまでに介
在する信号はI* LP′ I* P（I* LN′ I* N）などの正群コ
ン
バータSS−ｐ（負群コンバータSS−Ｎ）の制御に
関する信号のみである。したがつて、上記のよう
な相互干渉の発生といつたような問題を生ずるこ
とがなく、精度の良い制御を行うことができる。
電流指令値I* Lから位相角αP（αN）に至るまでに介
在する信号はI* LP′ I* P（I* LN′ I* N）などの正群コ
ン
バータSS−ｐ（負群コンバータSS−Ｎ）の制御に
関する信号のみである。したがつて、上記のよう
な相互干渉の発生といつたような問題を生ずるこ
とがなく、精度の良い制御を行うことができる。
上記した実施例では単相出力のサイクロコンバ
ータを示したが、この発明は多相出力のサイクロ
コンバータでも同様に適用することが出来ること
はいうまでもない。なおその際には、各相互に無
効電力制御をするのではなく、共通の受電端の無
効電力を零にするように制御するために各相同一
の循環電流を流すようにすれば、サイクロコンバ
ータの容量や進相コンデンサの容量を小さくする
ことができる。
ータを示したが、この発明は多相出力のサイクロ
コンバータでも同様に適用することが出来ること
はいうまでもない。なおその際には、各相互に無
効電力制御をするのではなく、共通の受電端の無
効電力を零にするように制御するために各相同一
の循環電流を流すようにすれば、サイクロコンバ
ータの容量や進相コンデンサの容量を小さくする
ことができる。
第３図に示した実施例では、従来装置のような
循環電流検出を行なつていないので、循環電流検
出に伴なうシユミツト回路を必要としない。従つ
てシユミツト回路挿入に供なつて発生した、前記
切替え点のズレをなくすことが出来る。また従来
装置においては必要としていた負荷電流検出用の
直流変流器が不用になるから、格安な装置を提供
出来るという利点もある。
循環電流検出を行なつていないので、循環電流検
出に伴なうシユミツト回路を必要としない。従つ
てシユミツト回路挿入に供なつて発生した、前記
切替え点のズレをなくすことが出来る。また従来
装置においては必要としていた負荷電流検出用の
直流変流器が不用になるから、格安な装置を提供
出来るという利点もある。
以上詳細に説明したようにこの発明によれば、
循環電流を検出しないで無効電力制御を行うこと
が出来るので、循環電流の切替えにともなうズレ
の発生をなくし正確な無効電力制御が出来るとい
うすぐれた効果がある。
循環電流を検出しないで無効電力制御を行うこと
が出来るので、循環電流の切替えにともなうズレ
の発生をなくし正確な無効電力制御が出来るとい
うすぐれた効果がある。
第１図は従来の無効電力制御形サイクロコンバ
ータ装置の構成図、第２図は第１図の動作を説明
するためのベクトル図、第３図はこの発明の一実
施例を示す無効電力制御形サイクロコンバータ装
置、第４図は負荷電流指令値と循環電流指令値と
正群コンバータ出力電流指令値及び負群コンバー
タ出力電流指令値の関係を示す波形図である。 TR……電源トランス、CC……循環電流式サイ
クロコンバータ、SS−Ｐ……正群コンバータ、
SS−Ｎ……負群コンバータ、LO1，LO2……直流
リアクトル、LOAD……負荷、BUS……三相電
線路、Ｃ……進相コンデンサ、CTS，CTP，CTN
……変流器、PT……変成器、VAR……無効電力
演算器、C1，C2，C3……比較器、A1，A2……加
算器、KP，KN……増幅器、PH−Ｐ……正群コ
ンバータ位相制御回路、PH−Ｎ……負群コンバ
ータ位相制御回路、PTG……パターン発生器、
ML……乗算器、K1……反転回路、D1，D2……
半波整流回路、Ｈ（Ｓ）……補償回路。
ータ装置の構成図、第２図は第１図の動作を説明
するためのベクトル図、第３図はこの発明の一実
施例を示す無効電力制御形サイクロコンバータ装
置、第４図は負荷電流指令値と循環電流指令値と
正群コンバータ出力電流指令値及び負群コンバー
タ出力電流指令値の関係を示す波形図である。 TR……電源トランス、CC……循環電流式サイ
クロコンバータ、SS−Ｐ……正群コンバータ、
SS−Ｎ……負群コンバータ、LO1，LO2……直流
リアクトル、LOAD……負荷、BUS……三相電
線路、Ｃ……進相コンデンサ、CTS，CTP，CTN
……変流器、PT……変成器、VAR……無効電力
演算器、C1，C2，C3……比較器、A1，A2……加
算器、KP，KN……増幅器、PH−Ｐ……正群コ
ンバータ位相制御回路、PH−Ｎ……負群コンバ
ータ位相制御回路、PTG……パターン発生器、
ML……乗算器、K1……反転回路、D1，D2……
半波整流回路、Ｈ（Ｓ）……補償回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 正群コンバータと負群コンバータとで構成さ
れる循環電流式サイクロコンバータの受電端に接
続した進相コンデンサの進み無効電力と前記サイ
クロコンバータの遅れ無効電力とを互に打消し合
うように、前記サイクロコンバータの循環電流を
制御する無効電力制御形サイクロコンバータ装置
において、 電線路の無効電力検出値と所定の無効電力測定
値との偏差から循環電流指令値を算出する制御補
償回路と、 負荷電流指令値の正側半波値と前記循環電流指
令値との和を正群コンバータ電流指令値とし、こ
の正群コンバータ電流指令値と前記正群コンバー
タの出力電流の検出値との偏差信号を出力する第
１の比較器と、 負荷電流指令値の負側半波値の反転値と前記循
環電流指令値との和を負群コンバータ電流指令値
とし、この負群コンバータ電流指令値と前記負群
コンバータの出力電流の検出値との偏差信号を出
力する第２の比較器と、 前記第１の比較器からの偏差信号に基いて、前
記正群コンバータの出力電流が前記正群コンバー
タ電流指令値に一致するように、前記正群コンバ
ータの位相制御を行う正群コンバータ位相制御回
路と、 前記第２の比較器からの偏差信号に基いて、前
記負群コンバータの出力電流が前記負群コンバー
タ電流指令値に一致するように、前記負群コンバ
ータの位相制御を行う負群コンバータ位相制御回
路と、 を備えたことを特徴とする無効電力制御形サイク
ロコンバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11741081A JPS5819166A (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11741081A JPS5819166A (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5819166A JPS5819166A (ja) | 1983-02-04 |
| JPH0221218B2 true JPH0221218B2 (ja) | 1990-05-14 |
Family
ID=14710952
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11741081A Granted JPS5819166A (ja) | 1981-07-27 | 1981-07-27 | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5819166A (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6155343A (ja) * | 1984-08-27 | 1986-03-19 | Toyota Motor Corp | デイ−ゼルエンジンの燃料噴射時期制御方法 |
-
1981
- 1981-07-27 JP JP11741081A patent/JPS5819166A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5819166A (ja) | 1983-02-04 |
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