JPS6155343B2 - - Google Patents
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- JPS6155343B2 JPS6155343B2 JP3717880A JP3717880A JPS6155343B2 JP S6155343 B2 JPS6155343 B2 JP S6155343B2 JP 3717880 A JP3717880 A JP 3717880A JP 3717880 A JP3717880 A JP 3717880A JP S6155343 B2 JPS6155343 B2 JP S6155343B2
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
- H02M5/27—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency
- H02M5/271—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means for conversion of frequency from a three phase input voltage
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Ac-Ac Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、電源側から見た基本波力率が常に１
になるように制御する無効電力補償形のサイクロ
コンバータの制御方法に関するものである。
になるように制御する無効電力補償形のサイクロ
コンバータの制御方法に関するものである。
サイクロコンバータは一定周波数の交流電力を
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるがその構成素子たるサイリスタを電源電圧
によつて転流させるため電源から多くの無効電力
をとる欠点がある。またその無効電力は負荷側の
周波数に同期して常に変動している。このため電
源系統設備の容量を増大させるだけでなく無効電
力変動により同一系統に接続された電気機器に
種々の悪影響を及ぼしている。
他の異なる周波数の交流電力に直接変換する装置
であるがその構成素子たるサイリスタを電源電圧
によつて転流させるため電源から多くの無効電力
をとる欠点がある。またその無効電力は負荷側の
周波数に同期して常に変動している。このため電
源系統設備の容量を増大させるだけでなく無効電
力変動により同一系統に接続された電気機器に
種々の悪影響を及ぼしている。
このようなサイクロコンバータの無効電力の変
動を補償する装置として従来当該サイクロコンバ
ータの受電端に無効電力補償装置を接続してい
た。この無効電力補償装置は無効電力の変動を補
償するものであるから制御の応答速度が高くなけ
ればならずサイリスタ等の半導体素子で構成され
ており高価なものである。
動を補償する装置として従来当該サイクロコンバ
ータの受電端に無効電力補償装置を接続してい
た。この無効電力補償装置は無効電力の変動を補
償するものであるから制御の応答速度が高くなけ
ればならずサイリスタ等の半導体素子で構成され
ており高価なものである。
第１図は従来の無効電力補償形サイクロコンバ
ータ装置の構成図である。図中CCは循環電流式
サイクロコンバータ、SS−Ｐ及びSS−Ｎはその
正群及び負群コンバータ、ＬO1及びＬO2は中間タ
ツプ付直流リアクトル、LOADは負荷である。ま
たBUSは３相電線路、Ｃは△又は〓接続された
進相コンデンサである。制御回路としては３相交
流電流を検出する変流器CTS、３相電源電圧を検
出する変成器PT、無効電力演算器VAR、制御補
償回路Ｈ（ｓ）、負荷電流検出器CTL、正群コン
バータSS−Ｐの出力電流検出器CTP、負群コン
バータSS−Ｎの出力電流検出器CTN、スイツチ
回路SW、シユミツト回路SH、比較器C1〜C5、
演算増幅器K0〜K3、位相制御回路PH−Ｐ，PH
−Ｎが用いられる。まず負荷電流制御の動作を説
明する。
ータ装置の構成図である。図中CCは循環電流式
サイクロコンバータ、SS−Ｐ及びSS−Ｎはその
正群及び負群コンバータ、ＬO1及びＬO2は中間タ
ツプ付直流リアクトル、LOADは負荷である。ま
たBUSは３相電線路、Ｃは△又は〓接続された
進相コンデンサである。制御回路としては３相交
流電流を検出する変流器CTS、３相電源電圧を検
出する変成器PT、無効電力演算器VAR、制御補
償回路Ｈ（ｓ）、負荷電流検出器CTL、正群コン
バータSS−Ｐの出力電流検出器CTP、負群コン
バータSS−Ｎの出力電流検出器CTN、スイツチ
回路SW、シユミツト回路SH、比較器C1〜C5、
演算増幅器K0〜K3、位相制御回路PH−Ｐ，PH
−Ｎが用いられる。まず負荷電流制御の動作を説
明する。
負荷電流指令ＩL *と実際に流れる負荷電流ＩL
の検出値を比較しその偏差ε３に比例した電圧を
サイクロコンバータから発生するように位相制御
回路PH−Ｐ，PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出
力位相αPに対してPH−Ｎの出力位相αNはαN＝
180゜−αPの関係に保つように増幅器K2から反
転回路K3を介してPH−Ｎに入力される。すなわ
ちSS−Ｐの出力電圧ＶP＝ｋVＶS・cosαPとSS−
Ｎの出力電圧ＶN＝ｋVＶS・cosαN＝ｋVＶS・cos
（180゜−αP）は負荷端子でつり合つた状態で通
常の運転が行なわれる。電流指令ＩL *を正弦波
状に変化させるとそれに応じて偏差ε３も変化し
負荷に正弦波電流ＩLが流れるように前記αP及び
αNが制御される。この通常の運転ではSS−Ｐの
電圧とSS−Ｎの電圧は等しくつり合つているた
め循環電流ＩOはほとんど流れない。
の検出値を比較しその偏差ε３に比例した電圧を
サイクロコンバータから発生するように位相制御
回路PH−Ｐ，PH−Ｎを制御する。PH−Ｐの出
力位相αPに対してPH−Ｎの出力位相αNはαN＝
180゜−αPの関係に保つように増幅器K2から反
転回路K3を介してPH−Ｎに入力される。すなわ
ちSS−Ｐの出力電圧ＶP＝ｋVＶS・cosαPとSS−
Ｎの出力電圧ＶN＝ｋVＶS・cosαN＝ｋVＶS・cos
（180゜−αP）は負荷端子でつり合つた状態で通
常の運転が行なわれる。電流指令ＩL *を正弦波
状に変化させるとそれに応じて偏差ε３も変化し
負荷に正弦波電流ＩLが流れるように前記αP及び
αNが制御される。この通常の運転ではSS−Ｐの
電圧とSS−Ｎの電圧は等しくつり合つているた
め循環電流ＩOはほとんど流れない。
次に循環電流ＩOの制御動作を説明する。
例えば正群コンバータSS−Ｐから負荷LOAD
に電流ＩLを供給している場合負群コンバータSS
−Ｎに流れる電流ＩNは循環電流ＩOに他ならな
い。逆に負群コンバータSS−Ｎから負荷LOAD
に電流ＩLを供給しているときは正群コンバータ
SS−Ｐに流れる電流ＩPが循環電流ＩOとなる。
シユミツト回路SHは負荷電流ＩLの方向を検出し
てスイツチ回路SWのモードを切り替えるもので
ＩLが正方向の場合SWはＮ側、ＩLが負方向の場
合SWはＰ側に閉じられる。すなわちサイクロコ
ンバータCCの循環電流ＩOを検出するものであ
る。
に電流ＩLを供給している場合負群コンバータSS
−Ｎに流れる電流ＩNは循環電流ＩOに他ならな
い。逆に負群コンバータSS−Ｎから負荷LOAD
に電流ＩLを供給しているときは正群コンバータ
SS−Ｐに流れる電流ＩPが循環電流ＩOとなる。
シユミツト回路SHは負荷電流ＩLの方向を検出し
てスイツチ回路SWのモードを切り替えるもので
ＩLが正方向の場合SWはＮ側、ＩLが負方向の場
合SWはＰ側に閉じられる。すなわちサイクロコ
ンバータCCの循環電流ＩOを検出するものであ
る。
一方電源端子には電流検出器CTS及び電圧検出
器PTが設置されVARによつてその無効電力Ｑが
演算される。無効電力の指令値Ｑ*は通常零に設
定され比較器C1によつて偏差ε１が発生させら
れる。制御補償回路Ｈ（ｓ）は偏差ε１を零にす
るため通常積分要素が使われ、その出力ＩO *が
前記循環電流ＩOの指令値となる。比較器C2によ
つて偏差ε２＝ＩO *−ＩOをとり増幅器K1を介
して比較器C4及びC5に入力する。
器PTが設置されVARによつてその無効電力Ｑが
演算される。無効電力の指令値Ｑ*は通常零に設
定され比較器C1によつて偏差ε１が発生させら
れる。制御補償回路Ｈ（ｓ）は偏差ε１を零にす
るため通常積分要素が使われ、その出力ＩO *が
前記循環電流ＩOの指令値となる。比較器C2によ
つて偏差ε２＝ＩO *−ＩOをとり増幅器K1を介
して比較器C4及びC5に入力する。
従つてPH−Ｐ及びPH−Ｎへの入力ε４及びε
５は各々次のようになる。ただしK3＝−１とす
る。
５は各々次のようになる。ただしK3＝−１とす
る。
ε４＝K2・ε３＋K1・ε２
ε５＝−K2・ε３＋K1・ε２
故にαN＝180゜−αPの関係はくずれK1・ε２
に比例した分だけSS−Ｐの出力電圧ＶPとSS−Ｎ
の出力電圧ＶNとが不平衡になる。その差電圧が
直流リアクトルＬO1及びＬO2に印加され循環電流
ＩOが流れる。ＩOが指令値ＩO *より流れすぎれ
ばε２が減少して上記差電圧を小さくする。結果
的にはＩOはＩO *になるように制御される。
に比例した分だけSS−Ｐの出力電圧ＶPとSS−Ｎ
の出力電圧ＶNとが不平衡になる。その差電圧が
直流リアクトルＬO1及びＬO2に印加され循環電流
ＩOが流れる。ＩOが指令値ＩO *より流れすぎれ
ばε２が減少して上記差電圧を小さくする。結果
的にはＩOはＩO *になるように制御される。
第２図は第１図の電源の１相分の電圧ＶSと各
部の電流の関係を表わすベクトル図である。
部の電流の関係を表わすベクトル図である。
電源電圧ＶSに対して進相コンデンサＣには
Icapなる一定の進み電流が流れる。いま正群コン
バータSS−Ｐから負荷電流ＩLを供給しているモ
ードを考えると循環電流ＩOが流れることにより
電源からSS−ＰへIccpの電流がまた電源からSS
−ＮへＩCCNの電流が流れ込む。ＩCCPは負荷電流
ＩLと循環電流ＩOの和に比例した大きさで位相角
αPとなりＩCCNは循環電流ＩOに比例した大きさ
で位相角αN＝180゜−αPとなる。厳密にはαNは
前記K1・ε２に比例した値だけ180゜−αPから
ずれるがそのずれは小さいのでベクトル図ではα
N＝180゜−αPとして説明する。このベクトル図
からわかるようにサイクロコンバータの入力電流
ＩCCの遅れ無効電流成分が進相コンデンサＣの進
み無効電流と等しくなるように循環電流ＩOを制
御してやれば電源から供給される電流ＩSは電圧
ＶSと同相になり基本波力率を１にして運転がで
きる。このときの無効電流成分は次式を満足して
いる。
Icapなる一定の進み電流が流れる。いま正群コン
バータSS−Ｐから負荷電流ＩLを供給しているモ
ードを考えると循環電流ＩOが流れることにより
電源からSS−ＰへIccpの電流がまた電源からSS
−ＮへＩCCNの電流が流れ込む。ＩCCPは負荷電流
ＩLと循環電流ＩOの和に比例した大きさで位相角
αPとなりＩCCNは循環電流ＩOに比例した大きさ
で位相角αN＝180゜−αPとなる。厳密にはαNは
前記K1・ε２に比例した値だけ180゜−αPから
ずれるがそのずれは小さいのでベクトル図ではα
N＝180゜−αPとして説明する。このベクトル図
からわかるようにサイクロコンバータの入力電流
ＩCCの遅れ無効電流成分が進相コンデンサＣの進
み無効電流と等しくなるように循環電流ＩOを制
御してやれば電源から供給される電流ＩSは電圧
ＶSと同相になり基本波力率を１にして運転がで
きる。このときの無効電流成分は次式を満足して
いる。
Icap＝k1（ＩL＋ＩO）sinαP＋k1IOsinαN＝K1（ＩL＋ＩO）sinαP
＋k1IOsin（180゜−αP）＝k1（ＩL＋2IO）sinαP
すなわち第１図において受電端の無効電力が進
みの場合Ｑは負となりε１は正となる。従つてＩ
O *も正で循環電流ＩOを増加させる。また受電端
の無効電力が遅れの場合Ｑは正となりε１＝Ｑ*
−Ｑ＝−Ｑとなる。従つてＩO *も負となり循環
電流ＩOを減少させる。制御補償回路Ｈ（ｓ）に
積分要素を用いるとε１＝０の制御ができＱ*＝
Ｑ＝０となる。
みの場合Ｑは負となりε１は正となる。従つてＩ
O *も正で循環電流ＩOを増加させる。また受電端
の無効電力が遅れの場合Ｑは正となりε１＝Ｑ*
−Ｑ＝−Ｑとなる。従つてＩO *も負となり循環
電流ＩOを減少させる。制御補償回路Ｈ（ｓ）に
積分要素を用いるとε１＝０の制御ができＱ*＝
Ｑ＝０となる。
負群コンバータSS−Ｎから負荷LOADに電流
を供給するモードでも同様に制御でき負荷電流Ｉ
Lの大きさ及び位相角αP及びαNが負荷側の出力
周波数に同期して変化してもそれに応じて循環電
流ＩOも変化し受電端の無効電力は零に保持され
る。つまり電源側から見た基本波力率は常に１に
なつている。
を供給するモードでも同様に制御でき負荷電流Ｉ
Lの大きさ及び位相角αP及びαNが負荷側の出力
周波数に同期して変化してもそれに応じて循環電
流ＩOも変化し受電端の無効電力は零に保持され
る。つまり電源側から見た基本波力率は常に１に
なつている。
この従来の装置においては次のような問題点が
ある。すなわち無効電力制御の要点とも言うべき
循環電流ＩOを検出する手段として負荷電流ＩLの
方向を検出するシユミツト回路SH及び正群コン
バータSS−Ｐの出力電流ＩPの検出値と負群コン
バータSS−Ｎの出力電流ＩNの検出値を前記シユ
ミツト回路SHの出力信号に応じて切替えるスイ
ツチ回路SWを用いているためその切替え点のズ
レが問題となり正確な無効電力制御を行なうこと
ができなかつた。
ある。すなわち無効電力制御の要点とも言うべき
循環電流ＩOを検出する手段として負荷電流ＩLの
方向を検出するシユミツト回路SH及び正群コン
バータSS−Ｐの出力電流ＩPの検出値と負群コン
バータSS−Ｎの出力電流ＩNの検出値を前記シユ
ミツト回路SHの出力信号に応じて切替えるスイ
ツチ回路SWを用いているためその切替え点のズ
レが問題となり正確な無効電力制御を行なうこと
ができなかつた。
特に負荷電流ＩLの絶対値が小さくなつた場合
そのリツプル分が相対的に大きくなり負荷電流Ｉ
Lの方向の検出は非常に困難となる。またそのリ
ツプル分の影響を小さくするためシユミツト回路
の前段にフイルター回路を挿入するとその時間遅
れが前記切替え点のズレの増大を招きやはり正確
な無効電力制御ができない。
そのリツプル分が相対的に大きくなり負荷電流Ｉ
Lの方向の検出は非常に困難となる。またそのリ
ツプル分の影響を小さくするためシユミツト回路
の前段にフイルター回路を挿入するとその時間遅
れが前記切替え点のズレの増大を招きやはり正確
な無効電力制御ができない。
本発明は前述の点に鑑みてなされたものでサイ
クロコンバータの循環電流ＩOを連続的に検出し
正確な無効電力制御を行なえるようにした無効電
力補償形サイクロコンバータの制御方法を提供す
ることを目的とする。
クロコンバータの循環電流ＩOを連続的に検出し
正確な無効電力制御を行なえるようにした無効電
力補償形サイクロコンバータの制御方法を提供す
ることを目的とする。
第３図は、本発明の無効電力補償形サイクロコ
ンバータ装置の一実施例を示す構成図である。
ンバータ装置の一実施例を示す構成図である。
図中、TRは２次巻線を２つ有する三相電源ト
ランスで、当該２つの２次巻線は各々正群コンバ
ータSS−Ｐ及び負群コンバータSS−Ｎに接続さ
れている。
ランスで、当該２つの２次巻線は各々正群コンバ
ータSS−Ｐ及び負群コンバータSS−Ｎに接続さ
れている。
またＬO1及びＬO2は循環電流の脈動を抑制する
ための直流リアクトルで、その中間端子が負荷
LOADに接続される。
ための直流リアクトルで、その中間端子が負荷
LOADに接続される。
さらに、３相電源の受電端には〓接続あるいは
△接続された進相コンデンサＣが接続されてい
る。
△接続された進相コンデンサＣが接続されてい
る。
交流変流器CTP′及び三相全波整流回路DPは正
群コンバータSS−Ｐの出力電流ＩPを検出するも
ので、その具体的な実施例を第４図に示す。
群コンバータSS−Ｐの出力電流ＩPを検出するも
ので、その具体的な実施例を第４図に示す。
第４図において、Ｒ，Ｓ，ＴはトランスTRか
らの三相電源出力端子を示し、正群コンバータ
SS−Ｐに接続される。CTP1，CTP2は交流変流器
で各々Ｒ相の電流ｉR及びＳ相の電流ｉSを検出す
る。なおＴ相の電流ｉTは、前記ｉR及びｉSが決
定すれば、ｉR＋ｉS＋ｉT＝０の関係から一意的
に決まるので、Ｔ相の交流変流器は不要である。
らの三相電源出力端子を示し、正群コンバータ
SS−Ｐに接続される。CTP1，CTP2は交流変流器
で各々Ｒ相の電流ｉR及びＳ相の電流ｉSを検出す
る。なおＴ相の電流ｉTは、前記ｉR及びｉSが決
定すれば、ｉR＋ｉS＋ｉT＝０の関係から一意的
に決まるので、Ｔ相の交流変流器は不要である。
三相全波整流回路DPは整流器D1〜D6で構成さ
れ、その出力端子は抵抗Ｒに接続されている。
れ、その出力端子は抵抗Ｒに接続されている。
変流器CTP1の一方の端子（極端子とする）
は整流器D1とD4の接続点につながれ、変流器
CTP2の極端子はD2とD5の接続点につながれ
る。そしてCTP1とCTP2の極端子同志を接続
し、D3とD6の接続点につなぐ。
は整流器D1とD4の接続点につながれ、変流器
CTP2の極端子はD2とD5の接続点につながれ
る。そしてCTP1とCTP2の極端子同志を接続
し、D3とD6の接続点につなぐ。
ある瞬時値として、ｉR＝10A、ｉS＝−6Aの
ときを例にとつて説明する。変流器は１：１とす
る。
ときを例にとつて説明する。変流器は１：１とす
る。
三相平衡条件から、ｉT＝−（ｉR＋ｉS）＝−4A
が流れる。すなわち、正群コンバータSS−Ｐの
構成素子たるサイリスタS1〜S6の中で、S1，S5，
S6が導通しているモードである。このときコンバ
ータSS−Ｐの出力電流ＩPは10Aである。
が流れる。すなわち、正群コンバータSS−Ｐの
構成素子たるサイリスタS1〜S6の中で、S1，S5，
S6が導通しているモードである。このときコンバ
ータSS−Ｐの出力電流ＩPは10Aである。
一方、変流器CTP1はｉR＝10Aの電流源、CTP2
はｉS＝−6Aの電流源となるため、整流器D1，
D5，D6が導通し、各々10A、6A、4Aの割合で電
流が流れる。従つて抵抗ＲにはＩP′＝10Aの電流
が流れることになり正群コンバータSS−Ｐの出
力電流が検出される。なお、このとき、整流器
D6に流れる電流はＴ相の電流ｉT＝−4Aに一致す
るものである。
はｉS＝−6Aの電流源となるため、整流器D1，
D5，D6が導通し、各々10A、6A、4Aの割合で電
流が流れる。従つて抵抗ＲにはＩP′＝10Aの電流
が流れることになり正群コンバータSS−Ｐの出
力電流が検出される。なお、このとき、整流器
D6に流れる電流はＴ相の電流ｉT＝−4Aに一致す
るものである。
この方法によれば、交流入力電流から正群コン
バータSS−Ｐの出力電流ＩPを検出することがで
き、構成が複雑で高価な直流変流器や絶縁増幅器
を使用せずに済む利点がある。
バータSS−Ｐの出力電流ＩPを検出することがで
き、構成が複雑で高価な直流変流器や絶縁増幅器
を使用せずに済む利点がある。
第３図にもどつて本発明の説明を行なう。
交流変流器CTN′及び三相全波整流回路DNは負
群コンバータSS−Ｎの出力電流ＩNを検出するも
ので、その構成は、第４図に示したものと同様で
ある。
群コンバータSS−Ｎの出力電流ＩNを検出するも
ので、その構成は、第４図に示したものと同様で
ある。
またA1，A2，A3は加減算器、ABSは絶対値回
路、K0は比例定数である。
路、K0は比例定数である。
まず加減算器A1によつて正群コンバータSS−
Ｐの出力電流検出値ＩP′と負群コンバータSS−
Ｎの出力電流検出値ＩN′の和ＩP′＋ＩN′をとり、
次の加減算器A2に入力する。また加減算器A3に
よつてＩP′とＩN′の差ＩP′−ＩN′をとり、絶対値
回路ABSに入力する。そして、加減算器A2によ
り、前記ＩP′とＩN′の和ＩP′＋ＩN′からＩP′−Ｉ
N′の絶対値｜ＩP′−ＩN′｜を差し引き、それを増
幅器K0により1/2倍して循環電流ＩOの検出値と
なる。なお、前記加減算器A3の出力ＩP′−ＩN′
は負荷電流ＩLの検出値となるものである。
Ｐの出力電流検出値ＩP′と負群コンバータSS−
Ｎの出力電流検出値ＩN′の和ＩP′＋ＩN′をとり、
次の加減算器A2に入力する。また加減算器A3に
よつてＩP′とＩN′の差ＩP′−ＩN′をとり、絶対値
回路ABSに入力する。そして、加減算器A2によ
り、前記ＩP′とＩN′の和ＩP′＋ＩN′からＩP′−Ｉ
N′の絶対値｜ＩP′−ＩN′｜を差し引き、それを増
幅器K0により1/2倍して循環電流ＩOの検出値と
なる。なお、前記加減算器A3の出力ＩP′−ＩN′
は負荷電流ＩLの検出値となるものである。
第５図は負荷電流ＩLと正群コンバータSS−Ｐ
の出力電流ＩPと負群コンバータSS−Ｎの出力電
流ＩN及び循環電流ＩOの波形を示すものである。
ＩPからＩNを差し引いた値は負荷電流に等しくな
り、ＩPとＩNを加えることにより負荷電流の絶対
値｜ＩL｜と循環電流ＩOの２倍の量の和になるこ
とがわかる。従つて負荷電流ＩL及び循環電流ＩO
は ＩL＝ＩP−ＩN ＩO＝1/2・（ＩP＋ＩN−｜ＩL｜） ＝1/2・（ＩP＋ＩN−｜ＩP−ＩN｜） によつて求められる。上記第３図の回路は、その
計算を行つて、負荷電流ＩL及び循環電流ＩOを連
続的に検出しているのである。
の出力電流ＩPと負群コンバータSS−Ｎの出力電
流ＩN及び循環電流ＩOの波形を示すものである。
ＩPからＩNを差し引いた値は負荷電流に等しくな
り、ＩPとＩNを加えることにより負荷電流の絶対
値｜ＩL｜と循環電流ＩOの２倍の量の和になるこ
とがわかる。従つて負荷電流ＩL及び循環電流ＩO
は ＩL＝ＩP−ＩN ＩO＝1/2・（ＩP＋ＩN−｜ＩL｜） ＝1/2・（ＩP＋ＩN−｜ＩP−ＩN｜） によつて求められる。上記第３図の回路は、その
計算を行つて、負荷電流ＩL及び循環電流ＩOを連
続的に検出しているのである。
負荷電流の制御及び無効電力の制御は第１図の
装置で説明した通りであり、前記循環電流ＩOの
検出値をその指令値ＩO *と比較し、制御するこ
とにより受電端の無効電力を零にすることができ
る。
装置で説明した通りであり、前記循環電流ＩOの
検出値をその指令値ＩO *と比較し、制御するこ
とにより受電端の無効電力を零にすることができ
る。
以上のように本発明は、循環電流を検出するに
際し、従来のスイツチ回路等を使用せず連続的な
検出を行なつている。従つて切替え点のずれの問
題はなく正確な無効電力制御が達成できる。また
負荷電流ＩLにリツプル分が含まれていてもＩP＋
ＩN−｜ＩL｜の計算した後ではキヤンセルされて
循環電流ＩOが正確に検出でき、この点からも無
効電力の制御精度を高めることができる。
際し、従来のスイツチ回路等を使用せず連続的な
検出を行なつている。従つて切替え点のずれの問
題はなく正確な無効電力制御が達成できる。また
負荷電流ＩLにリツプル分が含まれていてもＩP＋
ＩN−｜ＩL｜の計算した後ではキヤンセルされて
循環電流ＩOが正確に検出でき、この点からも無
効電力の制御精度を高めることができる。
また、本発明では、正群コンバータSS−Ｐの
出力電流ＩPと負群コンバータSS−Ｎの出力電流
ＩNを検出すればよく、それらは交流入力側に検
出器を設置することによつて達成できる。従つ
て、従来の高価で複雑な直流変流器等を使用しな
くて済み、経済的な装置を提供できる。
出力電流ＩPと負群コンバータSS−Ｎの出力電流
ＩNを検出すればよく、それらは交流入力側に検
出器を設置することによつて達成できる。従つ
て、従来の高価で複雑な直流変流器等を使用しな
くて済み、経済的な装置を提供できる。
第３図は単相出力のサイクロコンバータについ
て説明したが、多相出力のサイクロコンバータで
も同様にできる。その場合、各相のサイクロコン
バータを各別に無効電力制御するのではなく、共
通の受電端の無効電力を零にするように各相同一
の循環電流を流すように制御すれば、サイクロコ
ンバータの容量及び進相コンデンサの容量は小さ
くて済む。
て説明したが、多相出力のサイクロコンバータで
も同様にできる。その場合、各相のサイクロコン
バータを各別に無効電力制御するのではなく、共
通の受電端の無効電力を零にするように各相同一
の循環電流を流すように制御すれば、サイクロコ
ンバータの容量及び進相コンデンサの容量は小さ
くて済む。
第１図は従来の無効電力補償形サイクロコンバ
ータ装置の構成図、第２図は第１図の動作を説明
するためのベクトル図、第３図は本発明の一実施
例を示す無効電力補償形サイクロコンバータ装置
の構成図、第４図は、第３図の正群コンバータの
出力電流を検出するための実施例を示す構成図、
第５図は本発明を説明するための負荷電流ＩL、
正群コンバータ出力電流ＩP、負群コンバータ出
力電流ＩN及び循環電流ＩOの波形図である。 TR……電源トランス、CC……循環電流式サイ
クロコンバータ、SS−Ｐ……正群コンバータ、
SS−Ｎ……負群コンバータ、ＬO1，ＬO2……直流
リアクトル、LOAD……負荷、BUS……三相電線
路、Ｃ……進相コンデンサ、CTS，CTP′，
CTN′……変流器、PT……変成器、VAR……無効
電力演算回路、C1〜C5……比較器、PH−Ｐ，PH
−Ｎ……位相制御回路、ABS……絶対値回路、
K0〜K3……増幅器、A1〜A3……加減算器、DP，
DN……３相全波整流回路、Ｈ（ｓ）……補償回
路。
ータ装置の構成図、第２図は第１図の動作を説明
するためのベクトル図、第３図は本発明の一実施
例を示す無効電力補償形サイクロコンバータ装置
の構成図、第４図は、第３図の正群コンバータの
出力電流を検出するための実施例を示す構成図、
第５図は本発明を説明するための負荷電流ＩL、
正群コンバータ出力電流ＩP、負群コンバータ出
力電流ＩN及び循環電流ＩOの波形図である。 TR……電源トランス、CC……循環電流式サイ
クロコンバータ、SS−Ｐ……正群コンバータ、
SS−Ｎ……負群コンバータ、ＬO1，ＬO2……直流
リアクトル、LOAD……負荷、BUS……三相電線
路、Ｃ……進相コンデンサ、CTS，CTP′，
CTN′……変流器、PT……変成器、VAR……無効
電力演算回路、C1〜C5……比較器、PH−Ｐ，PH
−Ｎ……位相制御回路、ABS……絶対値回路、
K0〜K3……増幅器、A1〜A3……加減算器、DP，
DN……３相全波整流回路、Ｈ（ｓ）……補償回
路。
Claims (1)
- １ 可変周波数の交流電流を出力する循環電流式
のサイクロコンバータにおいて、その電源端子に
進相コンデンサを接続し、前記サイクロコンバー
タの遅れ無効電力と前記進相コンデンサの進み無
効電力とが互いに打消し合うように前記サイクロ
コンバータの循環電流を制御する無効電力補償形
サイクロコンバータ装置において、前記サイクロ
コンバータの正群コンバータの出力電流ＩPの検
出値から負群コンバータの出力電流ＩNの検出値
を差し引いた値をもつて、負荷電流ＩLの検出値
とし、かつ前記正群コンバータの出力電流ＩPの
検出値と負群コンバータの出力電流ＩNの検出値
の和から、前記正群コンバータの出力電流ＩPの
検出値から負群コンバータの出力電流ＩNの検出
値を差し引いた値（ＩP−ＩN）の絶対値を差し引
いた値をもつて前記サイクロコンバータの循環電
流ＩOの検出値とし前記負荷電流ＩL及び循環電流
ＩOを制御することを特徴とする無効電力補償形
サイクロコンバータの制御方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3717880A JPS56133983A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Controlling method of reactive power compensating type cycloconverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3717880A JPS56133983A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Controlling method of reactive power compensating type cycloconverter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS56133983A JPS56133983A (en) | 1981-10-20 |
| JPS6155343B2 true JPS6155343B2 (ja) | 1986-11-27 |
Family
ID=12490333
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3717880A Granted JPS56133983A (en) | 1980-03-24 | 1980-03-24 | Controlling method of reactive power compensating type cycloconverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS56133983A (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS56139082A (en) * | 1980-03-29 | 1981-10-30 | Toshiba Corp | Method of controlling reactive power compensation type cyclo-converter |
-
1980
- 1980-03-24 JP JP3717880A patent/JPS56133983A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS56133983A (en) | 1981-10-20 |
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